电动汽车永磁同步电动机的调速控制系统

    ①采用最大转矩和弱磁控制原理以实现电动机的效率最佳化和宽范围的调速，如图4-24所示。

    图4-24    电动汽车永磁同步电动机调速控制系统图

    在低速区段内把由d-q轴电流决定的电流相量控制在其最大效率线上，而在高速区段内，由于电压饱和现象出现，则把电流控制在非常接近电压饱和边界线上。考虑到某些参数的非线性，电流的命令值只能通过驱动电动机时的实测值以矩阵形式表达，然后用查表法求出。该系统另一个重要的方面是要确保转子位置检测器的精度，因为转子位置检测误差可导致d-q轴电流相量的偏移，这意味着效率的损失，而在弱磁范围内，转矩会明显下降。

    ②集转矩控制和PWM控制于一体的控制方案。

    如图4-25所示，其中转矩控制方案可在整个运行范围内获得良好的转矩线性度，而PWM控制则可对电池电压实现最有效的使用。转矩控制部分采用两种控制方法，一是电流相量控制法，二是电压相位控制法。前者分别控制电流的幅值和相位，以获得良好的转矩线性度和陕速的转矩响应。控制时根据转矩命令把Iq维持在一适当的数值上，而使Id维持在零值以产生最大输出转矩。电流调节器采用P调节器以便充分利用电池的最大输出电压，由此造成的静态误差通过EMF和阻抗补偿器来减少。在弱磁控制区段内，当电压命令|U*c|大于逆变器的最大基波电压Umax时，要求Id≠0，但计算Id的最佳值很复杂，所以通常电压就设定一个比必须的命令值大一些的Id，然后靠电压相位控制系统控制|U*c|使之总是与Umax相同，而其相位角α*2则通过相位角计算器来算出。输出转矩只受U*的相角控制。上述两种转矩控制法是单独起作用的，当|U*c|<Umax时，用电流相量控制法；当转速上升，|U*c|≥Umax时，改用电压相位控制法，|U*c|限制为Umax而用α*2取代α*1。两种控制法的过渡很平滑，不会在转矩上产生任何变化。

    图4-25    电动汽车永磁同步电动机控制系统图

   PWM控制法有相量PWM开关模式和单脉冲开关模式之分。相量PWM开关模式无低次谐波分量；单脉冲开关模式能输出最大的基波电压，理论上比相量PWM开关模式大10%，但实测可达20%。原因是相量PWM开关模式时使用的是载波频率，其最高基波电压比理论值略低；而单脉冲开关模式时，铜耗及开关损耗下降，可使系统效率得以提高。但单脉冲开关模式谐波分量较大，因此只能在高速时应用。在输出电压为0%～90.7%时用相量PWM开关模式，在电压为100%时用单脉冲开关模式，在电压为90.7%～100%时用五、三脉冲开关模式作为过渡（五、三脉冲指半周期中的脉冲数）。

    ③采用相位超前法使永磁同步电动机实现弱磁恒功率运行。当电动机运行到基速时，其反电动势正好与电池的端电压相等，要使电动机速度进一步提高，可通过相位超前原理使磁场重新定向。当定子绕组的磁链减少时，反电动势下降，电动机速度提高，但要防止在甚高速时磁场过分减弱。

    ④采用双绕组电动机及双逆变器的配置方案。所设计的系统电动机最大功率为70kW，2700～8100r/min。电动机低速绕组设计成在基速以上某个中间速度时达到其最大可用的端电压，输出功率约为40kW；另一为高速绕组，设计成在稍低于最高转速时达到其最高允许的端电压，最大输出功率为30kW，两个绕组上下叠装在同一个槽孔内。每个绕组各由一台逆变器供电。当电动机运行在低、中速时，两个绕组及其配套的两组逆变器同时工作；当转速达到低速绕组的最高端电压时，低速绕组断开只留高速绕组工作。这种配置方式可使每个逆变器的电流负担相对减轻，体积可做小，铜耗减少。同时建议采用逆变器零电压切换方案以减少开关损耗，采用永磁同步电动机结构，可使频率进一步提高。试验结果表明，整个传动系统在不同负载、不同转速时的整体效率均在91%以上。

    ⑤采用DC/DC变换器与PWM逆变器串级连接的主电路方案。这是针对电动汽车车轮单独传动时，由于电动机的电感很小，会产生很大的脉动从而产生附加I2R损耗的特殊情况而提出的。用DC/DC变换器产生一个依反电动势峰值而变的直流中间电压供给逆变器，从而可显著地减少电流的脉动，I2R的损耗因而也可减少。

    ⑥采用神经网络控制法。此方案是针对碟式转子轴向磁通结构的永磁同步电动机直接驱动车轮的布置方式提出的。由于电动机固定在车箱底下，有可能出现因道路颠簸而引发电动机反电动势波动的现象，而采用本法可使脉动减少。