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谐振转换器的模块并联技术的制作专利

来源:未知 编辑:晚一步 时间:2018-05-11

本发明涉及高效电源及类似装置。



背景技术:

多相并联谐振转换器适用于高效且高功率的DC/DC应用,例如适用于通信电源及类似应用。负载均流在上述应用中为重要问题。交错并联功率转换器能提供具有较小纹波的输出。然而,由于交错并联功率转换器需要追加金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET),因而交错并联功率转换器的成本较高,且需要追加栅极驱动电路。当负载变化的情况下,该交错并联功率转换器的动态性能不佳。尤其是,在低负载时,所有MOSFET的开关损耗使得交错并联功率转换器的效率降低。

已知的LLC谐振转换器由于其具有波形平滑、高效且高功率密度这些优异特征而优选适用于绝缘DC/DC应用,例如平板电视、笔记本电脑适配器、服务器计算机等。已知的LLC谐振转换器由于初级侧MOSFET的零电压切换(ZVS)及次级侧二极管的零电流切换(ZCS)而具有高效性,从而被广泛应用,其中,次级侧二极管在电流导通状态与电流截止状态之间切换以使得该二极管电流在下一个半周期前减小为零。在高功率应用中,电源设备上的电流应力随着额定功率的增加而增加。为了解决上述电流应力的问题,优选将多个转换器或多个相、多个级并联连接。然而,由于谐振元件的偏差,使得各转换器的谐振频率不同。因此,不同相的输出电流不同。例如图4所示,如小于5%的较小的元件偏差可能导致显著的电流失衡。因此,需要均流来实现多相操作。

图30示出已知的二相转换器,其具有相1及相2。各相包括具有初级绕组与次级绕组的变压器。该变压器的匝数比为n。初级电路与初级绕组相连,次级电路与次级绕组相连。

相1的初级电路包括串联连接的初级开关Q11、Q12,且包括串联连接的谐振电感器Lr、谐振电容器Cr以及感应电感器Lm。该感应电感器Lm与初级绕组并联连接。电流iLr1是相1中的谐振电流。相2的初级电路包括串联连接的初级开关Q21、Q22,且包括串联连接的谐振电感器aLr、谐振电容器bCr以及感应电感器cLm。上述值a、b、c表示上述两相的谐振参数不同。该感应电感器cLm与初级绕组并联连接。电流iLr2是相2中的谐振电流。相1及相2的初级电路与电压输入Vin相连。

相1的次级电路包括整流部以及与整流部相连的输出电容器Co1,该整流部包括与次级绕组相连的同步整流器SR11、SR12。电流irect1流过该整流部。电流io1是相1的负载电流。相2的次级电路包括整流部以及与整流部相连的输出电容器Co2,该整流部包括与次级绕组相连的同步整流器SR21、SR22。电流irect2流过该整流部。电流io2是相2的负载电流。相1及相2的次级电路与输出Vo相连。电流io是输出电流。电阻Ro代表负载的电阻。

利用LLC转换器的数学模型来对均流特征进行分析。为了方便说明,图30示出不使用均流方法的二相LLC转换器。图31是基于基波分析法(FHA)的等效电路图。在稳定状态下,根据各负载电流io1,io2,负载电阻Ro被分为Ro1及Ro2。初级侧等效ac电阻Rac1、Rac2为:

其中,k是阻抗共享误差,为0与1之间。若k=0.5,则负载功率由两

个相来均分。若k=0或1,则该负载功率可以仅由其中一相提供。

已知有三种均流方法被用于多相LLC转换器。已知的第一种均流方法是主动均流方法,如图27、图28所示,其利用追加的MOSFET来调整等效谐振电容器或电感器以对元件偏差进行补偿。该方法能实现优异的负载均分性能。图27中示出使用开关电容器的已知方法的一示例。

图27中示出使用开关电容器的已知均流方法。各相分别具有一个开关电容器。该开关电容器包括电容器Cs以及两个晶体管,该两个晶体管相互串联连接并与该电容器Cs并联连接。该两个晶体管定义了对电容器Cs进行充放电的附加开关。该等效电容器是具有可变占空比的可变电容器。

图28示出已知的使用可变电感器的均流方法。图28中的转换器类似于图27中的转换器,其不同之处仅在于切换电容器被替换为可变电感器Lst1、Lst2。该可变电感器Lst1、Lst2包括具有追加开关的额外电路,以对可变电感器Lst1、Lst2的耦合绕组进行控制。

该已知的均流方法使用追加的电路,该电路具有开关、电容器或电感器等有源元件以及电流电测电路。基于上述追加的电路能够通过改变谐振频率来控制其循环电流。通过上述追加电路中的可变电感器或切换电容器来改变上述等效谐振电感值或电容值。因此,在该电感值或电容器发生变化时,上述谐振频率也发生变化。上述具备切换电容器及可变电感器的已知均流方法由于需要感应电路且需要控制额外的开关,因此具有成本高、控制复杂、动态性能差的缺点。

如图29所示,已知的第二种均流方法是使用串联DC母线电容器的DC电压自平衡方法。图29所示的二相转换器中的上述串联DC母线电容器包括串联连接的两个电容器C1、C2,能通过自动调整这两个串联电容器C1、C2的电压来进行均流。电容器C1与初级开关Q11、Q12并联连接,电容器C2与初级开关Q21、Q22并联连接。该两个大串联DC电容器C1、C2串联连接以对输入DC电压进行分压。图29示出了一个二相LLC转换器以说明原理。根据该二相的功率来改变中点电压。第一模块的输入电压为电容器C1的电压,第二模块的输入电压为电容器C2的电压。通过上述串联DC电容器来改变各模块的输入电压以平衡功率。各模块的输出电压均相同,因此电流能得到均流。因此,转换器的成本低且负载均流性能优异。

为了平衡电容器的电压,优选使用二相LLC转换器。然而不易追加模块。由于在模块数量增加的情况下,DC电压应力减小,因此上述已知的第二均流方法中不易于实现模块设计。总输入电压及输出电压恒定。在上述串联DC电容器均流方法中使用两个模块的情况下,各模块的输入电压大约为总输入电压的一半。在上述串联DC电容器均流方法中使用三个模块的情况下,各模块的输入电压大约为总输入电压的三分之一。在输入电压较低的情况下,由于谐振电流(例如该输入电流)会增加,因而使得LLC转换器的设计无法优化。此外,在其中一个模块发生故障的情况下,其它模块的输入电压会发生较大变化,这是不希望发生的。

已知的第三种均流方法基于三相三线结构,该三相三线结构基于120°相位偏移方法,由于所有三相谐振电流均为零,因而在谐振频率附近能实现优异的负载均流。然而,该已知的第三种均流方法仅适用于LLC转换器的三相并联连接的情况。负载电流仅能由三相以下来进行均流。

因此,该已知的均流方法无法为多相LLC谐振转换器提供高效且灵活的均流。



技术实现要素:

为了解决上述问题,本发明优选实施方式提供一种改进型LLC谐振转换器及方法,其能够自动对负载电流进行均流,而无需额外成本及额外控制。本发明优选实施方式共用电感器多相LLC谐振转换器以实现自动均分负载。各相中的谐振电感器并联连接,以实现自动负载均流。本发明优选实施方式的结构简单,且无需额外成本及复杂控制方法。该共用电感器均流方法能扩展为任意数量的相。

根据本发明的优选实施方式,LLC谐振转换器包括电压输入部、电压输出部、第一相及第二相。第一相包括:第一变压器,该第一变压器具有第一初级绕组及第一次级绕组;第一初级电路,该第一初级电路与电压输入部及第一初级绕组相连;以及第一次级电路,该第一次级电路与第一次级绕组及电压输出部相连。第一初级电路包括:第一谐振电容器、与第一初级绕组并联连接的第一感应电感器、以及第一谐振电感器。第一谐振电容器、第一感应电感器与第一谐振电感器串联连接。第一次级电路包括第一整流电路。该第二相包括:第二变压器,该第二变压器具有第二初级绕组及第二次级绕组;第二初级电路,该第二初级电路与电压输入及第二初级绕组相连;以及第二次级电路,该第二次级电路与第二次级绕组及电压输出部相连。第二初级电路包括:第二谐振电容器、与第二初级绕组并联连接的第二感应电感器、以及第二谐振电感器。第二谐振电容器、第二感应电感器与第二谐振电感器串联连接。第二次级电路包括第二整流电路。第一初级电路包括第一共用电感器,第二初级电路包括第二共用电感器。第一共用电感器与第二共用电感器互相并联连接。第一初级电路与第二初级电路不包括互相并联连接的电容器。

第一整流电路与第二整流电路优选包括同步整流器。优选为,第一相包括第一输出电容器,第二相包括第二输出电容器。优选为,该LLC谐振转换器还包括至少一个附加相,该附加相包括至少一个附加共用电感器,该至少一个附加共用电感器与第一共用电感器及第二共用电感器并联连接。

优选为,第一共用电感器包括第一端及第二端,第二共用电感器包括第一端及第二端,第一共用电感器及第二共用电感器的第一端直接互相连接,第一共用电感器及第二共用电感器的第二端直接互相连接。

优选为,第一共用电感器为第一谐振电感器,第二共用电感器为第二谐振电感器。

参照附图从以下本发明优选实施方式的具体说明来进一步阐明本发明的上述及其它特征、元件、特征、步骤以及效果。

附图说明

图1示出了本发明实施方式1的进行均流的二相LLC谐振转换器。

图2示出了图1所示转换器的FHA等效电路。

图3-5示出了图30所示的已知转换器的负载均流误差。

图6-8示出了图1所示的转换器的负载均流误差。

图9-10示出了图30所示的已知转换器的波形。

图11-13示出了图1所示的转换器的波形。

图14及15示出了图30所示的已知转换器的波形。

图16-18示出了图1所示的转换器的波形。

图19示出了图30所示的已知转换器的谐振电流。

图20示出了图1所示的转换器的谐振电流。

图21是具有共用电感器的模块并联转换器的电路图。

图22是具有共用电容器的模块并联转换器的电路图。

图23是图21的具体示例的电路图。

图24是图22的具体示例的电路图。

图25示出了两个具有共用电感器的模块并联三相转换器。

图26示出了两个具有共用电容器的模块并联三相转换器。

图27-29示出使用已知的均流方法的转换器。

图30示出了已知的二相LLC谐振转换器。

图31示出了图30所示的转换器的FHA等效电路。

图32示出了使用共用电容器均流法的二相转换器的谐振电流。

具体实施方式

本发明实施方式所涉及的多相LLC谐振转换器用的共用电感器均流法中,各相中的串联谐振电感器并联连接。无需追加元件来实现均流。对于共用电感器均流法的分析示出的结果为相对谐振电流显著下降。仿真及试验结果示出谐振电流误差减少63倍,在总负载功率为600W时,仅为0.44%。作为比较例,也对共用电容器均流法进行了探讨。如图32所示,该共用电容器均流法在总负载功率为600w时仅能实现5%的谐振电流误差。图30所示的LLC谐振转换器在总负载功率为600w时仅能实现27%的谐振电流误差。

图1示出了使用共用电感器均流法的二相LLC谐振转换器。图2示出了FHA等效电路。该转换器包括相1及相2。各相包括具有初级绕组与次级绕组的变压器。该变压器的匝数比为n。初级电路与初级绕组相连,次级电路与次级绕组相连。

相1的初级电路包括串联连接的初级开关Q11、Q12,且包括串联连接的谐振电感器Lr、谐振电容器Cr以及感应电感器Lm。该感应电感器Lm与初级绕组并联连接。电流iLr1是相1中的谐振电流。相2的初级电路包括串联连接的初级开关Q21、Q22,且包括串联连接的谐振电感器aLr、谐振电容器bCr以及感应电感器cLm。上述值a、b、c表示上述两相的谐振参数不同。该感应电感器cLm与初级绕组并联连接。电流iLr2是相2中的谐振电流。相1以及相2的初级电路与电压输入Vin相连。

相1的次级电路包括整流部,该整流部包括与次级绕组相连的同步整流器SR11、SR12以及与整流部相连的输出电容器Co1。电流irect1流过该整流部。电流io1是相1的负载电流。相2的次级电路包括整流部以及与整流部相连的输出电容器Co2,该整流部包括与次级绕组相连的同步整流器SR21、SR22。也可以使用无源二极管来提供整流后的输出,以代替有源同步整流器SR21、SR22。电流irect2流过该整流部。电流io2是相2的负载电流。相1以及相2的次级电路与输出Vo相连。电流io是输出电流。电阻Ro代表负载的电阻。

图1中,根据本发明优选实施方式的共用电感器均流法,两相的谐振电感器Lr及aLr互相连接。谐振电感器Lr及aLr的端子直接互相连接。谐振电容器Cr与bCr并不直接互相连接。由于谐振元件具有偏差,因此AC电压角始终是不同的。传递函数间的关系如下:

|V1(s)|=|V2(s)| (2)

根据图31,传递函数V1(s),V2(s)表示为:

根据图5,传递函数V1(s),V2(s)表示为:

根据公式(1)、(2)及(3)或(4),具有如下关系:

Ak2+Bk+C=0 (5)

根据本发明的实施方式1中的二相LLC谐振转换器,参数A、B、C为:

其中,ω=2πfs,fs是开关频率

图30所示的已知的二相LLC转换器中,参数A、B、C为:

均流误差K为:

在均流误差k为0至1之间时,均流误差k有效。在均流误差k=0或k=1的情况下,其中一相提供所有功率,而另一相则不提供功率。均流误差k<0或K>1的情况并不存在,因为这意味着其中一相吸收功率。负载均流误差σload被定义为:

其中,abs(x)是绝对值函数。

谐振均流误差σResonant被定义为:

rms表示均方根。

表1示出了均流分析中使用的二相LLC转换器的参数。各相的总负载功率为12V@25A。两个负载条件考虑为:总负载(12V@50A),半负载(12V@25A)。

表1(标称参数)

图3-6示出了已知的二相LLC谐振转换器的负载均流误差σload,其中,其不进行图30所示的均流且元件偏差为2%、5%及10%。若(a,b,c)=(1,1,1),则第一相与第二项具有相同参数,由此,负载电流被完美地均流,σload=0。若(a,b,c)=(1.05,1.05,1.05),则相2中的谐振元件参数的谐振元件值比相1要大5%。图3示出了负载电流以及单元偏差值为2%的负载均流误差。在总负载电流从5A变化为45A,而负载均流误差变为100%时,仅第二相转换器提供负载功率。图4及5在元件偏差值为5%及10%时示出了相似结果。因此,不进行均流的二相LLC谐振转换器无法对负载电流充分地进行均流。各相的额定电流为25A,这意味着二相转换器无法提供合计50A的功率。

图6-8示出了图1所示的使用共用电感器均流法的二相LLC谐振转换器的负载均流误差σload,其中,元件偏差值为2%、5%及10%。图6示出了负载电流及元件偏差值为2%的负载均流误差。最大负载均流误差为0.95%。各相对几乎相同的负载电流进行均流。图7及图8在元件偏差值为5%与10%时表现出类似结果。最大负载均流误差分别为2.3%、4.5%。各相对几乎相同的负载电流进行均流。

利用共用电感器均流法来构成600W的二相LLC谐振转换器的原型以验证可行性并确定共用电感器均流法的优点。图1示出该原型的电路图。表2中示出了该原型的参数。

表2(原型参数)

图9及10示出不进行均流的图30所示的已知的二相LLC谐振转换器在15A及25A负载电流下的仿真波形。各相的额定电流为25A,这意味着二相转换器不提供50A的总负载电流。如图10所示,在总负载电流大于25A时,第二项负载电流将会超过额定电流。为了避免各相中相电流超过额定相电流而产生过电流,在不进行均流的情况下进行最大总电流为25A的试验。由于该输出电压具有开关频率纹波,因此负载电流Io2具有高频纹波以对输出电容器Co2进行充放电。因此,转换器具有负的高频电流或正的高频电流。平均负载电流为0。因此,仅相1提供负载功率。

图11-13示出了使用图1所示的共用电感器均流法的二相LLC谐振转换器在负载电流为15A、25A、50A时的仿真波形。在图9与图11之间,负载电流差从15A减小为3A。在图10与图13之间,负载电路差从25A减小为0.5A。图13示出了50A负载电流下良好的负载均流。

在两个相中,谐振电流iLr1,iLr2与整流器电流irect1,irect2几乎相同。因此,负载电流由两相来进行均流。如图9-13所示,良好的谐振电感器均流确保了良好的负载均流

图14及15示出了图30所示的不进行均流的已知的二相LLC谐振转换器在稳态180W及300W负载下的仿真波形。图14及15示出了输出电压Vo及谐振电流iLr1,iLr2的仿真波形。该谐振电流iLr1近似于三角波,也就是说相1提供非常小的输出负载功率。图16-18示出了图1所示的使用共用电感器均流法的二相LLC谐振转换器在稳态180W、300W及600W负载下的仿真波形。谐振电流iLr1,iLr2近似相等。在不同负载下,谐振电流iLr1,iL2之间的角度差非常小。

图19示出了图30所示的不进行均流的已知的二相LLC谐振转换器的谐振电流,图20示出了图1所示的使用共用电感器均流法的二相LLC谐振转换器的谐振电流,图32示出了使用以下探讨的共用电感器均流法的二相LLC谐振转换器的谐振电流。

图19中,随着负载电流从5A增加到25A,相对谐振电流从10%增加到28%。图20中,随着负载电流从5A变为50A,相对谐振电流从2.3%减小到0.44%。因此,在使用共用电感器均流法的情况下,谐振电流显著下降。

图21示出了具有并联连接的m个相的模块DC/DC转换器。该模块DC/DC转换器使用共用电感器均流法。该模块DC/DC转换器包括与m个相分别连接的DC输入。对于相k,其中,k=1~m,该转换器包括:与DC输入相连的两个功率开关Qk1、Qk2;与感应电感器Lmk相连的变压器Tk;谐振电感器Lrk;谐振电感器Crk;以及提供经整流后的输出至输出电容器COk的两个同步整流器SRk1,SRk2。也可以不使用有源同步整流器而使用无源二极管来提供经整流的输出。该m个相并联连接来提供输出电压V0。其负载由电阻RL来表示。

m个相各自包括连接在功率开关Qk2与变压器Tk之间的电感器Ls。这些电感器Ls并联连接,以整体构成为一个电感器。各电感器Ls包括左侧节点及右侧节点。所有电感器Ls的左侧节点与DC输入的接地相连,所有电感器Ls的右侧节点互相连接。由于这些电感器Ls互相连接在一起,因此这些电感器Ls定义了具有供相电流流过的共用分支路的等效电感。各相中电感器LS与变压器Tk之间,均流线路被连接至右侧节点。各相的电感器Ls彼此并联连接。由于这些电感器Ls由共用分支路相连接,因此利用各相的谐振电流来对电感器Ls进行充放电。在各相中谐振电流不同的情况下,该电感器Ls利用电感器Ls的电压来对各相建立连接,以消除循环电流并均分负载。

图22与图21的区别仅在于,在m个相中,图22共用电容器Cs来代替共用电感器LS。根据比较例,图22中的转换器使用共用电容器均流法。各相的电容器Cs彼此并联连接。由于上述电感器Cs通过共用分支路相连接,因此利用各相中的谐振电流来对电容器Cs进行充放电。在各相间谐振电流不同的情况下,该电容器Cs利用电容器Cs的电压来对各相建立连接,以消除循环电流并均分负载。图22中,仅使用一个附加的谐振电容器Crk。相比上述已知的串联DC电容器的电容值,谐振电容器Crk的电容器可以较小。此外,图22中,总谐振电容器被分为两部分:(a)两电容器串联连接、以及(b)一个电容器并联连接。因此,仅谐振电容器Crk的一部分作为共用电容器而并联连接。图22中,若电容器Cs的右侧节点并未连接,则各相的总电容值为电容器Cs的电容值加上谐振电容器Crk的电容值。因此,电容值能被分为两部分。若电容器Cs的右侧节点相连接,则由于电容器的左侧节点也相连,因而所有电容器Cs均并联连接。图20及图32示出共用电感器均流法能在总负载功率为600W时实现仅为0.44%的谐振电流误差,而共用电容器均流法在总负载功率为600W时仅能实现5%的谐振电流误差。

图21及22中,所有电感器或电容器均并联连接,这意味着可以使用一个电感器Ls或一个电容器Cs。也可以对电感或电容进行划分为来使用两个电感器或两个电容器。在所有电感或电容均并联连接的情况下,能实现最佳性能。各电感器Ls优选具有相同的值,各电容器Cs优选具有相同的值。然而,由于各个不同相中的元件存在偏差,因而电感器Ls与电容器Cs可能具有不同值。

图23是图21的具体示例,其中,共用电感器LS为谐振电感器Lrk,图24是图22的具体示例,其中,共用电容器CS为谐振电容器Crk。图21与图23中的总电感值相同,图22与图24中的总电容值相同。图21中,谐振电感器Lrk的一部分值包含在共用分支路中以对各相进行均流,而图23中,谐振电感器Lrk的整个值包含在共用分支路中以对各相进行均流。图22中,谐振电容器Crk的一部分值包含在共用分支路中以对各相进行均流,图24中,谐振电容器Crk的整个值包含在共用分支路中以对各相进行均流。

图25示出了使用共用电感器均流法的两个并联连接的三相模块。各模块具有三个相,利用相移调制在各模块之间共用谐振电感器Ls。这两个模块通过共用电感器Ls相连。这两个电感器Ls并联连接,并整体构成为一个组合电感器。这两个电感器Ls相组合并在两个转换器之间共用。

图26与图25的区别仅在于,图26共用电容器CS来代替共用电感器LS。图26示出的两个二个三相模块使用共用电容器均流法。图26中,利用相移调制在模块之间共用谐振电容器Cs。这两个模块通过共用电容器Cs相连。各电容器Cs彼此并联连接。该电容器Cs包括在共用分支路中,该共用分支路能通过共用电容器Cs的电压来影响谐振电流的分配。

应当理解为上述说明仅用于阐述本发明。在不脱离本发明思想的基础上,本领域技术人员能获得经各种替代及改进后的技术方法。由此,本发明包括权利要求范围内的各种替代、改进及变更。

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