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逆变器控制装置的制作专利

来源:未知 编辑:晚一步 时间:2018-05-11

本发明涉及一种逆变器控制装置。



背景技术:

在使用直流电源来驱动交流电动机的情况下,使用逆变器。逆变器具备晶体管等多个开关元件,将直流电流转换为交流电流。为了控制逆变器所具备的多个开关元件的动作,使用逆变器控制装置。

关于逆变器的控制,一般使用PWM(pulse width modulation:脉冲宽度调制)控制。在PWM控制中,向交流电动机供给的交流电流为正弦波,因此能够使交流电动机在低速旋转时进行平稳的旋转。

但是,PWM控制的调制比约为0.6,比后述的单脉冲控制的调制比低。在使用PWM控制的情况下,存在从直流电源的电压得到的交流电压的上限低而交流电动机的输出被抑制这样的问题。即,在使用PWM控制的情况下,难以使交流电动机高速地旋转。

关于逆变器的控制,除了能够使用PWM控制以外还能够使用单脉冲控制。单脉冲控制相比PWM控制而言调制比高,因此能够使交流电动机高速地旋转。单脉冲控制下的逆变器的开关次数比PWM控制下的开关次数少。由此,单脉冲控制能够抑制开关损耗。但是,在单脉冲控制中,使用矩形波来驱动逆变器,因此存在由于矩形波所包含的高次谐波成分而引起的损耗增加的问题。

以往以来,根据交流电动机的旋转速度和转矩来切换地使用PWM控制与单脉冲控制,由此提高交流电动机的效率。

例如,在专利文献1中公开了一种在从PWM控制向单脉冲控制切换时执行PWM电压相位控制的交流电动机的驱动控制装置。具体地说,该驱动控制装置在从PWM控制向单脉冲控制切换时,从单脉冲控制切换为PWM电压相位控制,之后从PWM电压相位控制切换为单脉冲控制。在PWM电压相位控制中,通过改变交流电压的振幅和频率来控制交流电流。由此,降低在从PWM控制向单脉冲控制切换时产生的转矩冲击。此外,在从单脉冲控制向PWM控制切换的情况下也执行PWM电压相位控制。

专利文献1:日本特开2000-50686号公报



技术实现要素:

在执行专利文献1所涉及的驱动控制装置的情况下,预先设定用于执行PWM控制、PWM电压相位控制以及单脉冲控制的各个控制的驱动区域。图8是示意性地表示专利文献1所涉及的驱动控制装置中应用PWM控制、PWM电压相位控制以及单脉冲控制的各个控制的驱动区域的对应图。

参照图8,区域91为应用PWM控制的驱动区域。区域92为应用PWM电压相位控制的驱动区域。区域93为应用单脉冲控制的驱动区域。应用上述三种控制方式的驱动区域是固定的,因此例如在区域91中不能执行单脉冲控制。

实际上,能够应用PWM控制的驱动区域与能够应用单脉冲控制的驱动区域重叠。图9是示意性地表示能够应用PWM控制的驱动区域和能够应用单脉冲控制的驱动区域的对应图。在图9所示的对应图60中,区域96为一般应用PWM控制的驱动区域,区域99为只能应用单脉冲控制的驱动区域。在区域96中,虽能够应用单脉冲控制,但未设想应用单脉冲控制。区域97和98为设想应用PWM控制和单脉冲控制这两者的驱动区域。其中,区域97为PWM控制的效率比单脉冲控制的效率高的区域,区域98为单脉冲控制的效率比PWM控制的效率高的区域。因而,在图9所示的点P100处驱动交流电动机的情况下,能够应用PWM控制和单脉冲控制这两者,但通过应用单脉冲控制能够高效地驱动交流电动机。此外,图9所示的虚线为用于划分图8所示的区域91~93的线。

在专利文献1所涉及的驱动控制装置的情况下,如上所述,分别应用PWM控制、PWM电压相位控制以及单脉冲控制的驱动区域是固定的。在图8中,点Pl00的位置处于区域91之中。专利文献1所涉及的驱动控制装置即使在点P100处驱动交流电动机的情况下,也必须利用PWM控制。由于像这样将PWM控制和单脉冲控制的驱动区域固定,而存在有时反而交流电动机的效率下降的问题。

本发明的目的在于提供一种在切换PWM控制与单脉冲控制来驱动电动机时能够进一步提高效率的逆变器控制装置。

根据本发明的实施方式,逆变器控制装置对生成用于驱动电动机的三相交流的逆变器进行控制。逆变器控制装置具备:PWM控制部,其基于电动机的转矩指令值,执行PWM控制来使逆变器生成三相交流;单脉冲控制部,其基于转矩指令值,执行单脉冲控制来使逆变器生成三相交流;以及切换控制部,其以如下方式控制PWM控制部和单脉冲控制部:在用于将逆变器的控制从PWM控制切换为单脉冲控制的切换期间,交替地切换PWM控制与单脉冲控制,在经过切换期间后,执行单脉冲控制。

切换控制部在将逆变器的控制从PWM控制切换为单脉冲控制的情况下,在切换期间交替地切换PWM控制与单脉冲控制。在切换时,不使用PWM控制和单脉冲控制以外的控制。只要在表示电动机的转矩与旋转速度的关系的驱动区域中由电动机的转矩和旋转速度确定的点处于能够应用PWM控制和单脉冲控制这两者的区域,逆变器控制装置就能够从PWM控制切换为单脉冲控制,因此能够提高用于驱动电动机的效率。

另外,在经过切换期间后执行单脉冲控制时,能够缓和逆变器中的三相交流的电流失衡,从而能够降低在从PWM控制转移到单脉冲控制时产生的转矩冲击。

在逆变器控制装置中,也可以是,针对三相交流所包括的各相,按规定的顺序进行切换控制部的指示。

在切换期间,能够防止三相交流所包括的所有的相在相同的定时从PWM控制切换为单脉冲控制。由此,能够进一步缓和逆变器中的三相交流的电流失衡,从而能够进一步降低在从PWM控制转移到单脉冲控制时产生的转矩冲击。

也可以是,切换控制部在切换期间中的向单脉冲控制的切换为第N(N为2以上的自然数)次的情况下,控制PWM控制部和单脉冲控制部,以使得第N次切换后的单脉冲控制的执行期间比第(N-1)次切换后的单脉冲控制的执行期间长。

通过使切换期间中执行单脉冲控制的期间逐渐延长,能够进一步降低在切换期间产生的转矩冲击。

也可以是,PWM控制部基于转矩指令值来生成使用于PWM控制的第一电压目标值和使用于单脉冲控制的第二电压目标值,在切换期间从第一电压目标值逐渐变化至第二电压目标值。

由此,能够缩小通过执行PWM控制而生成的三相交流的相位与通过执行单脉冲控制而生成的三相交流的相位之间的偏差,由此能够进一步降低在切换期间产生的转矩冲击。

也可以是,逆变器控制装置还具备初始相位表,该初始相位表将转矩指令值与开始单脉冲控制时的矩形波信号的初始相位值相对应地进行记录。也可以是,单脉冲控制部在切换期间结束的定时,基于与结束的定时的转矩指令值对应的初始相位值来决定矩形波信号的相位,在经过切换期间后,基于转矩指令值、电动机的转矩的检测值以及与转矩指令值对应的初始相位值来决定矩形波信号的相位。

由此,在经过切换期间后开始单脉冲控制时,能够缩小转矩指令值与电动机的转矩之间的误差,因此能够降低在经过切换期间后产生的转矩冲击。

根据本发明,在切换PWM控制与单脉冲控制来驱动电动机时,能够进一步提高效率。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式所涉及的电动机控制系统的结构的功能框图。

图2是表示图1所示的逆变器控制装置的结构的功能框图。

图3是表示由图1所示的逆变器控制装置生成的PWM信号、矩形波信号以及开关信号的时间关系的图。

图4是在dq坐标空间中表示在执行PWM控制时计算出的电流矢量的图。

图5是在dq坐标空间中表示在执行单脉冲控制时计算出的电压矢量的图。

图6是表示图1所示的逆变器控制装置执行切换控制时的、电压目标值的q轴分量的变化的图。

图7是表示图1所示的逆变器控制装置执行切换控制时的、电压目标值的d轴分量的变化的图。

图8是表示以往的逆变器控制装置中的PWM控制、PWM电压相位控制以及单脉冲控制的驱动区域的对应图。

图9是表示能够应用PWM控制和单脉冲控制这两者的驱动区域的对应图。

具体实施方式

下面,参照附图来详细地说明本发明的实施方式。对图中相同或相当的部分标注相同标记,不重复对其进行说明。

(1.电动机控制系统100的结构)

(整体结构)

图1是表示本发明的实施方式所涉及的电动机控制系统100的结构的功能框图。参照图1,电动机控制系统100具备交流电动机1、逆变器2、电流传感器3、4、旋转角传感器5以及逆变器控制装置10。在电动机控制系统100中,逆变器控制装置10通过执行PWM控制和单脉冲控制中的某一方来控制逆变器2。

交流电动机l为IPM(Interior Permanent Magnet:内置式永磁体)电动机,通过从逆变器2供给的三相交流200而被驱动。三相交流200具有U相50U、V相50V以及W相50W。

逆变器2基于从逆变器控制装置10输入的开关信号Sw对晶体管等开关元件(省略图示)的通断进行切换,由此变换为三相交流200。

电流传感器3设置在用于将U相50U从逆变器2供给到交流电动机1的配线上,用于检测U相50U的电流。电流传感器3将电流检测值Iu作为U相50U的电流的检测结果输出到逆变器控制装置10。

电流传感器4设置在用于将W相50W从逆变器2供给到交流电动机1的配线上,用于检测W相50W的电流。电流传感器4将电流检测值Iw作为W相50W的电流的检测结果输出到逆变器控制装置10。

旋转角传感器5例如为旋转变压器、霍尔元件等,用于检测交流电动机1所具备的转子(省略图示)的旋转位置θ。另外,基于检测出的旋转位置θ来计算转子的旋转速度ω。检测出的旋转位置θ和计算出的旋转速度ω被输入到逆变器控制装置10。

逆变器控制装置10基于转矩指令值TrqRef,执行PWM控制和单脉冲控制中的某一方来控制逆变器2。逆变器控制装置10生成与转矩指令值TrqRef相应的开关信号Sw并输出到逆变器2,以对逆变器2进行控制。

(逆变器控制装置10的结构)

图2是表示图1所示的逆变器控制装置10的结构的功能框图。参照图2,逆变器控制装置10具备电流指令生成部11、PWM控制部12、单脉冲控制部13、切换控制部14、输出切换部15以及转矩估计部16。

电流指令生成部11基于被输入到逆变器控制装置10的转矩指令值TrqRef来生成电流目标值Id_r和Iq_r。电流目标值Id_r为dq坐标空间中的电流目标值的d轴分量。电流目标值Iq_r为电流目标值的q轴分量。

PWM控制部12使用电流目标值Id_r、Iq_r来生成用于通过PWM控制来驱动逆变器2的PWM信号300。PWM信号300具有PWM信号UPl、UNl、VPl、VNl、WPl、WNl。在后文中叙述PWM控制部12的结构的详情。

PWM信号UPl和UNl具有彼此相反的相位,用于在逆变器2中生成U相50U的电流。PWM信号VPl和VNl具有彼此相反的相位,用于在逆变器2中生成V相50V的电流。PWM信号WPl和WNl具有彼此相反的相位,用于在逆变器2中生成W相50W的电流。

单脉冲控制部13基于转矩指令值TrqRef来生成用于通过单脉冲控制来驱动逆变器2的矩形波信号400。矩形波信号400具有矩形波信号UP2、UN2、VP2、VN2、WP2、WN2。在后文中叙述单脉冲控制部13的结构的详情。

矩形波信号UP2和UN2具有彼此相反的相位,用于在逆变器2中生成U相50U的电流。矩形波信号VP2和VN2具有彼此相反的相位,用于在逆变器2中生成V相50V的电流。矩形波信号WP2和WN2具有彼此相反的相位,用于在逆变器2中生成W相50W的电流。

切换控制部14决定以PWM控制和单脉冲控制中的哪一方来执行逆变器2的控制,将相应于该决定的切换信号Usig、Vsig、Wsig输出到输出切换部15。切换信号Usig、Vsig、Wsig是与U相、V相、W分别对应且用于指示对应于各相的PWM信号和矩形波信号中的某一方的输出的信号。

另外,切换控制部14在将逆变器2的控制从PWM控制切换为单脉冲控制的情况下,以如下方式控制PWM控制部12和单脉冲控制部13:在切换期间,交替地切换PWM控制与单脉冲控制,在经过切换期间后,执行单脉冲控制。

输出切换部15基于从切换控制部14输入的切换信号Usig、Vsig、Wsig,将对应于各相的PWM信号300和矩形波信号400中的某一方作为开关信号Sw输出到逆变器2。

转矩估计部16基于由后述的矢量变换部124根据电流检测值Iu、Iw生成的电流检测值Id_f、Iq_f,来计算由交流电动机l产生的转矩估计值TrqFB。然后,转矩估计部16将计算出的该转矩估计值TrqFB输出到单脉冲控制部13。

(PWM控制部12的结构)

PWM控制部12具备减法器121A、121B、PI控制部122A、122B、矢量变换部123、124以及PWM比较电路125。

减法器121A从电流目标值Iq_r减去电流检测值Iq_f,输出电流差值Iq_s。减法器121B从电流目标值Id_r减去电流检测值Id_f,输出电流差值Id_s。

PI控制部122A执行PI控制,根据电流差值Iq_s生成电压目标值Vq,PI控制部122B执行PI控制,根据电流差值Id_s生成电压目标值Vd。

矢量变换部123参照由旋转角传感器5检测出的旋转位置θ,来将两相的电压目标值Vd、Vq变换为三相的电压目标值Vu、Vv、Vw。电压目标值Vu、Vv、Vw分别对应于U相50U、V相50V、W相50W。各个电压目标值Vu、Vv、Vw为正弦波。

PWM比较电路125根据电压目标值Vu、Vv、Vw来生成PWM信号300。具体地说,PWM比较电路125将电压目标值Vu与未图示的载波信号进行比较,由此生成PWM信号UPl、UNl。PWM比较电路125同样地根据电压目标值Vv来生成PWM信号VPl、VNl,根据电压目标值Vw来生成PWM信号WPl、WNl。

矢量变换部124根据从各个电流传感器3、4输出的电流检测值Iu、Iw来生成电流检测值Id_f、Iq_f。此外,在生成电流检测值Id_f、Iq_f时,参照由旋转角传感器5检测出的旋转位置θ。

(单脉冲控制部13的结构)

单脉冲控制部13具备减法器131、PI控制部132、初始相位表133、加法器134以及矩形波生成电路135。

减法器131从转矩指令值TrqRef减去转矩估计值TrqFB,输出转矩差值Trq_s。PI控制部132执行PI控制,根据转矩差值Trq_s来计算相位目标值γ1。

初始相位表133存储由于切换期间完成而开始单脉冲控制时的、矩形波信号400的初始相位值γ2。初始相位值γ2与转矩指令值TrqRef相对应地被存储。在由于切换期间结束而开始单脉冲控制时,初始相位表133将与转矩指令值TrqRef对应的初始相位值γ2输出到加法器134。

加法器134将初始相位值γ2与相位目标值γ1相加,将通过加法运算而得到的电压相位值γ3输出到矩形波生成电路135。矩形波生成电路135生成基于电压相位值γ3调整了相位的矩形波信号400,并输出到输出切换部15。

(2.逆变器控制装置10的动作)

下面,作为逆变器控制装置10的动作,分别对交流电动机1的旋转开始时、从PWM控制向单脉冲控制的切换进行说明。

(2.1.交流电动机1的旋转开始)

参照图2,在交流电动机1停止时,转矩指令值TrqRef被输入到逆变器控制装置10。在逆变器控制装置10中,切换控制部14中输入转矩指令值TrqRef。

切换控制部14持续监视转子的旋转速度ω。

在切换控制部14中预先设定有如图9所示的表示PWM控制的驱动区域和单脉冲控制的驱动区域的对应图60。由于交流电动机1停止,因此旋转速度ω为零。切换控制部14参照图9所示的对应图60,判断出对应图上的由旋转速度ω和转矩指令值TrqRef决定的点位于区域96。因此,切换控制部14决定执行PWM控制来控制逆变器2。

切换控制部14生成相应于上述的决定的控制状态信号St,并输出到PWM控制部12、单脉冲控制部13以及转矩估计部16。控制状态信号St为表示以PWM控制、单脉冲控制以及切换控制中的某一种控制来执行逆变器2的控制的信号。控制状态信号St在表示PWM控制的情况下为0,在表示单脉冲控制的情况下为2,在表示切换控制的情况下为1。在用于从PWM控制向单脉冲控制切换的切换期间,执行切换控制。在后文中叙述切换控制的详情。

如上所述,切换控制部14决定执行PWM控制,因此控制状态信号St为0。PWM控制部12在输入了值被设定为0的控制状态信号St的情况下,基于由电流指令生成部11生成的电流目标值Iq_r、Id_r开始生成PWM信号300。另一方面,单脉冲控制部13在输入了值被设定为0的控制状态信号St的情况下,不生成矩形波信号400而进行待机。转矩估计值TrqFB不被单脉冲控制部13所使用,因此转矩估计部16不计算转矩估计值TrqFB而进行待机。

另外,切换控制部14将值被设定为l的切换信号Usig、Vsig、Wsig输出到输出切换部15,以指示PWM信号300的输出。

切换信号Usig在指示PWM信号UPl、UNl的输出的情况下为1,在指示矩形波信号UP2、UN2的输出的情况下为0。同样地,切换信号Vsig在指示PWM信号VPl、VNl的输出的情况下为1,在指示矩形波信号VP2、VN2的输出的情况下为0。切换信号Wsig在指示PWM信号WPl、WNl的输出的情况下为l,在指示矩形波信号WP2、WN2的输出的情况下为0。

输出切换部15基于从切换控制部14输入的切换信号Usig、Vsig、Wsig,来将从PWM控制部12输入的PWM信号300作为开关信号Sw输出到逆变器2。

这样,逆变器控制装置10在如交流电动机1的旋转开始时那样决定执行PWM控制的情况下,执行PWM控制来使逆变器2生成三相交流200。交流电动机1通过从逆变器2供给的三相交流200而开始驱动。

(2.2.从PWM控制向单脉冲控制的切换)

(2.2.1.切换的判断)

交流电动机1的旋转速度ω从交流电动机1开始旋转起随着时间的经过而增加。另外,转矩指令值TrqRef根据搭载有交流电动机1的设备的动作等而变化。切换控制部14基于旋转速度ω和转矩指令值TrqRef来判断使用PWM控制和单脉冲控制中的哪一种控制是恰当的。在该判断中使用图9所示的对应图60。

假定如下情况:在通过PWM控制而交流电动机1开始旋转后的某个时间点,对应图60上的由旋转速度ω和矩指令值TrqRef决定的点移动到点P100。关于点P100,能够使用PWM控制和单脉冲控制这两者,并且该点P100位于单脉冲控制的效率比PWM控制的效率高的区域98内。因此,切换控制部14决定不利用从交流电动机1的旋转开始时起就执行的PWM控制而利用单脉冲控制来控制逆变器2。

在该情况下,切换控制部14并不立即从PWM控制向单脉冲控制进行切换,而是执行用于从PWM控制向单脉冲控制进行切换的切换控制。在切换控制中,在预先设定的时间长度的切换期间中,交替地重复进行PWM控制与单脉冲控制。逆变器控制装置10在切换期间不执行除了PWM控制和单脉冲控制以外的控制。

切换控制部14将控制状态信号St的值从0变更为1,以对切换控制的执行进行通知。值被变更为1的控制状态信号St被输出到PWM控制部12、单脉冲控制部13以及转矩估计部16。

PWM控制部12在输入了值被设定为l的控制状态信号St的情况下,继续生成PWM信号300。单脉冲控制部13在输入了值设定为1的控制状态信号St的情况下,开始生成矩形波信号400。

转矩估计部16在输入了值被设定为1的控制状态信号St的情况下,在切换控制中不计算转矩估计值TrqFB而进行待机。其理由是因为单脉冲控制部13在切换期间不执行利用转矩估计值TrqFB的闭环控制,而执行开环控制。

(2.2.2.切换期间的切换控制部14的动作)

图3是表示逆变器控制装置10执行切换控制时的PWM信号的一部分、矩形波信号400的一部分以及开关信号Sw的一部分之间的对应关系的图。

参照图3,时刻tl之前的期间为逆变器控制装置10执行PWM控制的PWM控制期间。从时刻tl到时刻t3的期间为逆变器控制装置10执行切换控制的切换期间。时刻t3之后的期间为逆变器控制装置10执行单脉冲控制的单脉冲控制期间。

在图3中,作为矩形波信号400的一部分,仅示出矩形波信号UP2、VP2、WP2。矩形波信号UN2、VN2、WN2仅在具有与矩形波信号UP2、VP2、WP2的相位相反的相位这一点上不同,因此在图3中省略其表示。另外,在图3中,在PWM控制期间生成矩形波信号400。这是为了将各个矩形波信号UP2、VP2、WP2的相位的关系以易于理解的方式示出,而不是表示在PWM控制期间生成矩形波信号400。

作为PWM信号300的一部分,仅示出PWM信号UPl、VPl、WPl。PWM信号UNl、VNl、WNl在具有与PWM信号UPl、VPl、WPl的相位相反的相位这一点上不同,因此省略其表示。在图3中,以纵条纹图案表示PWM信号UPl、VPl、WPl,但这些纵线并不表示这些PWM信号的上升、下降的定时。

输出切换部15输出PWM信号UPl和矩形波信号UP2中的相应于切换信号Usig的信号,由此生成开关信号Sw中的开关信号UP。在开关信号UP中,以纵条纹表示的信号相当于PWM信号UPl。以素色(白色)表示的信号相当于矩形波信号UP2。同样地,输出切换部15输出PWM信号VPl和矩形波信号VP2中的相应于切换信号Vsig的信号,由此生成开关信号VP。输出切换部15输出PWM信号WPl和矩形波信号WP2中的相应于切换信号Wsig的信号,由此生成开关信号WP。

下面,参照图3来说明执行切换控制的逆变器控制装置10的动作。

(l)时刻tl之前的期间(PWM控制期间)

在时刻tl之前,切换控制部14将被设定了用于指示PWM控制的执行的值“0”的控制状态信号St输出到PWM控制部12、单脉冲控制部13以及转矩估计部16。基于该控制状态信号St,PWM控制部12在PWM控制期间生成PWM信号300。

单脉冲控制部13在PWM控制期间不生成矩形波信号400。另外,PWM控制部12生成PWM信号300时不使用转矩估计值TrqFB,因此转矩估计部16在PWM控制期间不计算转矩估计值TrqFB。

在PMW控制期间,切换控制部14将切换信号Usig、Vsig、Wsig的值设定为用于指示PWM信号300的输出的l并输出到输出切换部15。因此,输出切换部15将从PWM控制部12输出的PWM信号300作为开关信号Sw输出到逆变器2。

(2)从时刻tl到时刻t3的期间(切换期间)

切换控制部14在决定了从PWM控制向单脉冲控制进行切换的情况下,设定从时刻tl到时刻t3的期间来作为切换期间。切换期间的长度为与矩形波信号400的两个周期相应的时间。此外,从时刻tl到时刻t2的期间和从时刻t2到时刻t3的期间分别相当于与矩形波信号400的一个周期相应的时间。

切换期间为与矩形波信号400的两个周期相应的时间,因此切换期间相比于变更转矩指令值TrqRef的时间范围非常短。因而,在以下的说明中,假定在切换期间内不发生转矩指令值TrqRef的变更。

切换控制部14从时刻tl起将值被设定为1的控制状态信号St输出到PWM控制部12、单脉冲控制部13以及转矩估计部16,对切换控制的执行进行通知。由此,PWM控制部12在PWM控制期间之后继续生成PWM信号300。单脉冲控制部13从时刻tl起开始生成矩形波信号400。如上所述,转矩估计部16在切换期间也不计算转矩估计值TrqFB。

·切换期间的前半段

切换控制部14在从时刻tl到时刻t2的期间(切换期间的前半段),以执行单脉冲控制的期间为与矩形波信号400的相位的60度相应的时间的方式交替地切换PWM控制与单脉冲控制。下面,只要不特别说明,就将矩形波信号400的相位简单记载为“相位”。

切换PWM控制与单脉冲控制的定时为时刻ta~te、t2。在时刻tl、ta~te、t2,相邻的两个时刻的间隔为与相位60度相应的时间。切换控制部14为了特定时刻ta~te、t2而利用未图示的矩形波基准信号。矩形波基准信号为时钟信号,因此切换控制部14通过对矩形波基准信号进行计数来特定相位,从而特定交替地切换PWM控制与单脉冲控制的定时。

下面,以使用于U相50U的生成的开关信号UP的输出为例来说明PWM控制与单脉冲控制的切换。

此外,输出切换部15在基于切换信号Usig输出PWM信号UPl来作为开关信号UP的情况下,将PWM信号UNl与PWM信号UPl一起输出。同样地,在输出PWM信号VPl来作为开关信号VP时,将PWM信号VNl与PWM信号VPl一起输出。在输出PWM信号WPl来作为开关信号WP时,将PWM信号WNl与PWM信号WPl一起输出。

输出切换部15在基于切换信号Usig输出矩形波信号UP2来作为开关信号UP的情况下,将矩形波信号UN2与矩形波信号UP2一起输出。同样地,在输出矩形波信号VP2来作为开关信号VP的情况下,将矩形波信号VN2与矩形波信号VP2一起输出。在输出矩形波信号WP2来作为开关信号WP的情况下,将矩形波信号WN2与矩形波信号WP2一起输出。

在以下的说明中,省略关于PWM信号UNl、VNl、WNl的输出和矩形波信号UN2、VN2、WN2的输出的说明。

从时刻tl到时刻ta,切换控制部14将用于指示PWM信号UPl的输出的切换信号Usig(Usig=l)输出到输出切换部15。其结果是,从时刻tl到时刻ta,将PWM信号UPl作为开关信号UP从输出切换部15输出到逆变器2。也就是说,在从时刻tl到时刻ta的期间,逆变器2生成基于PWM控制的U相50U的电流。

在时刻ta,切换控制部14将切换信号Usig的值变更为用于指示矩形波信号UP2的输出的0。伴随切换信号Usig的变更,输出切换部15从时刻ta起将矩形波信号UP2作为开关信号UP输出到逆变器2。值被设定为0的切换信号Usig的输出持续到时刻tb为止。因而,在从时刻ta到时刻tb的期间,逆变器2生成基于单脉冲控制的U相50U的电流。从时刻ta到时刻tb的期间为与相位60度相应的期间。

之后,在从时刻tb到时刻td的期间,切换控制部14将值被设定为1的切换信号Usig输出到输出切换部15。在从时刻tb到时刻td的期间,PWM信号UPl作为开关信号UP被输出到逆变器2,逆变器2生成基于PWM控制的U相50U的电流。

在从时刻td到时刻te的期间,切换控制部14将值被设定为0的切换信号Usig输出到输出切换部15。在从时刻td到时刻te的期间,矩形波信号UP2作为开关信号UP被输出到逆变器2,逆变器2生成基于单脉冲控制的U相50U的电流。从时刻td到时刻te的期间为与相位60度相应的期间。

在从时刻te到时刻t2的期间,切换控制部14将值被设定为1的切换信号Usig输出到输出切换部15。在从时刻te到时刻t2的期间,PWM信号UPl作为开关信号UP被输出到逆变器2,逆变器2生成基于PWM控制的U相50U的电流。

像这样,逆变器控制装置10在切换期间的前半段,以使基于单脉冲控制连续地生成U相50U的期间与60度的相位相当的方式来交替地切换PWM控制与单脉冲控制。

接着,对切换期间的前半段中的V相50V的生成进行说明。

与切换期间的前半段中的U相50U的生成同样,切换控制部14交替地切换在PWM控制与单脉冲控制,以生成V相50V的电流。具体地说,切换控制部14在从时刻tc到时刻td的期间,将矩形波信号VP2作为开关信号VP输出到输出切换部15,在此外的期间,将PWM信号VPl作为开关信号VP输出到输出切换部15。从时刻tc到时刻td的期间为与相位60度相应的时间。

开始输出矩形波信号VP2的时刻tc比开始输出矩形波信号UP2的时刻ta延迟与相位120度相应的时间。也就是说,切换控制部14以如下方式进行设定:使将切换信号Vsig设定为0的期间比将切换信号Usig设定为0的期间延迟与相位120度相应的时间。其理由是因为V相50V的相位比U相50U的相位延迟120度。

接着,对切换期间的前半段中的W相50W的生成进行说明。

与切换期间的前半段中的U相50U的电流的生成同样,切换控制部14交替地切换PWM控制与单脉冲控制,以生成W相50W的电流。具体地说,切换控制部14在从时刻te到时刻t2的期间,将矩形波信号WP2作为开关信号VP输出到输出切换部15,在此外的期间,将PWM信号WPl作为开关信号WP输出到输出切换部15。从时刻te到时刻t2的期间为与相位60度相应的时间。

开始输出矩形波信号WP2的时刻te比开始输出矩形波信号VP2的时刻tc延迟与相位120度相应的时间。也就是说,切换控制部14以如下方式进行设定:使将切换信号Wsig设定为0的期间比将切换信号Vsig设定为0的期间延迟与相位120度相应的时间。其理由是因为W相50W的相位比V相50V的相位延迟120度。

这样,切换控制部14按U相、V相、W相的顺序交替地切换PWM控制与单脉冲控制。此外,切换的顺序也可以不是上述的顺序,而是V相、W相、U相的顺序,还可以是W相、V相、U相的顺序。

·切换期间的后半段

在切换期间的后半段(从时刻t2到时刻t3的期间),切换控制部14也与切换期间的前半段同样地交替切换PWM控制与单脉冲控制。因而,开始输出矩形波信号VP2的期间比开始输出矩形波信号UP2的期间延迟与相位120度相应的时间。开始输出矩形波信号WP2的期间比开始输出矩形波信号VP2的期间延迟与相位120度相应的时间。

但是,在切换期间的后半段,执行单脉冲控制的期间在各相中为与相位120度相应的时间,设定得比在切换期间的前半段执行单脉冲控制的期间长。

在切换期间的后半段,从时刻tf到tk的各时刻的间隔为与相位60度相应的时间。从时刻t2到时刻tf的期间、从时刻tk到时刻t3的期间为与相位30度相应的时间。

首先,对切换期间的后半段中的U相50U的生成进行说明。

切换控制部14在从时刻tf到时刻th的期间、从时刻ti到时刻tk的期间将切换信号Usig设定为0、将矩形波信号UP2的输出指示给输出切换部15,以执行单脉冲控制。从时刻tf到时刻th的期间和时刻ti到时刻tk的期间分别为与相位120度相应的时间。在从时刻tf到时刻th的期间、从时刻ti到时刻tk的期间,逆变器2生成基于单脉冲控制的U相50U的电流。

另一方面,切换控制部14在从时刻tf到时刻th的期间、从时刻ti到时刻tk的期间以外的期间,将切换信号Usig设定为用于指示PWM信号UPl的输出的1。其结果是,在从时刻t2到时刻tf的期间、从时刻th到时刻ti的期间、从时刻tk到时刻t3的期间,逆变器2生成基于PWM控制的U相50U的电流。

接着,对切换期间的后半段中的V相50V的生成进行说明。

切换控制部14在从时刻t2到时刻tg的期间、从时刻th到时刻tj的期间、从时刻tk到时刻t3的期间,将切换信号Vsig设定为用于指示矩形波信号VP2的输出的0。在这些期间,逆变器2生成基于单脉冲控制的V相50V的电流。

从时刻th到时刻tj的期间为与相位120度相应的时间。对从时刻t2到时刻tg的期间和从时刻tk到时刻t3的期间进行合计而得到的期间为与相位120度相应的时间。在切换期间的后半段,输出矩形波信号VP2的期间被分割。其理由是因为矩形波信号VP2的输出期间设定得比矩形波信号UP2的输出期间延迟120度。

另一方面,切换控制部14在从时刻tg到时刻th的期间、从时刻tj到时刻tk的期间,将切换信号Vsig设定为用于指示PWM信号VPl的输出的l。在从时刻tg到时刻th的期间、从时刻tj到时刻tk为止的期间,逆变器2生成基于PWM控制的V相50V的电流。

接着,对切换期间的后半段中的W相50W的生成进行说明。

切换控制部14在从时刻t2到时刻tf的期间、从时刻tg到时刻ti的期间、从时刻tj到时刻t3的期间,将切换信号Wsig设定为用于指示矩形波信号WP2的输出的0。在这些期间,逆变器2生成基于单脉冲控制的W相50W的电流。

从时刻tg到时刻ti的期间为与相位120度相应的时间。对从时刻t2到时刻tf的期间与从时刻tj到时刻t3的期间进行合计而得到的期间为与相位120度相应的时间。这样,在切换期间的后半段,输出矩形波信号WP2的期间被分割。其理由是因为矩形波信号WP2的输出期间设定得比矩形波信号VP2的输出期间延迟120度。

另一方面,切换控制部14在从时刻tf到时刻tg的期间、从时刻ti到时刻tj的期间,将切换信号Wsig设定为用于指示PWM信号WPl的输出的1。其结果是,在从时刻tf到时刻tg的期间、从时刻ti到时刻tj的期间,逆变器2生成基于PWM控制的W相50W的电流。

(3)时刻t3之后的期间(单脉冲控制期间)

在时刻t3,切换期间结束。在经过了时刻t3的情况下,切换控制部14将用于指示单脉冲控制的执行的控制状态信号St(St=2)输出到PWM控制部12、单脉冲控制部13以及转矩估计部16。PWM控制部12在输入了值被设定为2的控制状态信号St的情况下,停止生成PWM信号300。转矩估计部16开始计算转矩估计值TrqFB。单脉冲控制部13使用转矩估计值TrqFB执行反馈控制,来生成矩形波信号400。

另外,在经过了时刻t3的情况下,切换控制部14输出各自的值被设定为0的切换信号Usig、Vsig、Wsig。输出切换部15基于各自的值被设定为0的切换信号Usig、Vsig、Wsig,将从单脉冲控制部13输入的矩形波信号400作为开关信号Sw输出到逆变器2。也就是说,在时刻t3之后的期间,逆变器控制装置10执行单脉冲控制来控制逆变器2。

下面,对在切换期间中交替地切换PWM控制与单脉冲控制的理由进行说明。

在交流电动机1的驱动中,在逆变器控制装置10从PWM控制的执行立即切换为单脉冲控制的执行的情况下,产生转矩冲击。

在逆变器2通过PWM控制来生成三相交流200的情况下,U相50U、V相50V及W相50W的电流保持平衡。但是,在立即进行了从PWM控制向单脉冲控制的切换的情况下,U相50U、V相50V和W相50W的电流失衡。

参照图3,以在时刻tl立即从PWM控制切换为单脉冲控制的情况为例进行考虑。在该情况下,在时刻tl之前,通过PWM控制来生成U相50U、V相50V及W相50W。在该情况下,逆变器2中的开关元件的通断以相比单脉冲控制而言非常短的间隔来执行。因此,在PWM控制期间,在逆变器2中,U相50U、V相50V及W相50W的电流能够保持平衡。

但是,在时刻tl立即从PWM控制切换为单脉冲控制的情况下,从时刻tl起矩形波信号400被输出到逆变器2。从时刻tl到时刻ta,矩形波信号400中的矩形波信号UP2、WP2截止,矩形波信号VP2导通,因此只在V相50V产生电流。其结果是,V相50V的电流从时刻tl起变得过大,因此U相50U、V相50V及W相50W的电流失衡。其结果是,交流电动机1的转矩骤变,产生转矩冲击。

但是,逆变器控制装置10在从PWM控制切换为单脉冲控制的情况下,在切换期间交替地切换PWM控制与单脉冲控制。此时,以使矩形波信号400的各相的切换为单脉冲控制的定时错开的方式执行该切换。由此,能够降低转矩冲击。例如图3所示,在从时刻ta到时刻tb的期间,从逆变器控制装置10输出矩形波信号UP2来作为开关信号UP,从逆变器控制装置10输出PWM信号VPl、WPl来作为开关信号VP、WP。

其结果是,通过PWM控制来生成U相50U、V相50V、W相50W中的两个相。相比于立即从PWM控制切换为单脉冲控制的情况,能够缓和U相50U、V相50V及W相50W的电流失衡,因此能够降低转矩冲击。

另外,在切换期间的后半段,输出矩形波信号400的期间的比率相比于切换期间的前半段的该比率增加。在逆变器控制装置10中,通过使单脉冲控制的比例阶段性地增加,能够以缓和在从PWM控制向单脉冲控制切换时产生的三相交流的电流失衡的方式向单脉冲控制转变。由此,能够进一步降低转矩冲击。

(2.2.3.切换期间的PWM控制部12的动作)

在切换期间,PWM控制部12使电压目标值Vd、Vq从与PWM控制对应的值逐渐变化为与单脉冲控制对应的值。下面,对PWM控制部12使电压目标值Vd、Vq逐渐变化的理由进行说明。

图4为在dq坐标空间上表示在执行PWM控制时基于转矩指令值TrqRef计算出的电流矢量I_pwm的图。参照图4,将电流矢量I_pwm的d轴分量设为电流目标值Id_pwm,将q轴分量设为Iq_pwm。电流目标值Id_pwm、Iq_pwm与由电流指令生成部11生成的电流目标值Id_r、Iq_r分别对应。以q轴为基准,电流矢量I_pwm位于逆时针(CCW)方向。电流矢量I_pwm与q轴所成的角度为β。

图5为在dq坐标空间上表示在执行单脉冲控制时基于转矩指令值TrqRef计算出的电压矢量V_one的图。参照图5,将电压矢量V_one的d轴分量设为电压目标值Vd_one,将q轴分量设为Vq_one。以q轴为基准,电压矢量V_one位于逆时针(CCW)方向。电压矢量V_one与q轴所成的角度为γ。此外,在单脉冲控制部13中实际上不使用电压目标值Vd_one、Vq_one。

在PWM控制中,角度β设定为在该角度β下交流电动机1的效率最大。另一方面,在单脉冲控制中,通过调整矩形波的相位来控制交流电动机1的转矩。因而,角度γ根据转矩指令值TrqRef而变化,因此PWM控制中使用的角度β与单脉冲控制中使用的角度γ不一致。

其结果是,在将PWM控制切换为单脉冲控制时,通过PWM控制利用逆变器2生成的三相交流200的相位与通过单脉冲控制利用逆变器2生成的三相交流200的相位不一致。这两个相位的偏差是产生转矩冲击的原因之一。

在逆变器控制装置10在切换期间交替地切换PWM控制与单脉冲控制的情况下,也产生由于相位的偏差而引起的转矩冲击。因此,逆变器控制装置10在切换期间使电压目标值Vd、Vq逐渐接近单脉冲控制中所使用的电压目标值Vd_one、Vq_one。由此,两个相位的偏差得到缓和,因此能够降低在切换期间产生的转矩冲击。

参照图2,PI控制部122A在输入了用于通知切换控制的执行的控制状态信号St(St=l)的情况下,通过以下的处理来决定切换期间的电压目标值Vq。

PI控制部122A基于电流差值Iq_s来计算电压目标值Vq_pwm和电压目标值Vq_one。电压目标值Vq_pwm相当于执行PWM控制时的电压目标值Vq。

图6是表示切换期间的电压目标值Vq的变化的图。参照图6,在切换控制开始的时刻tl,PI控制部122A将电压目标值Vq设定为电压目标值Vq_pwm。然后,PI控制部122A使电压目标值Vq以在切换期间结束的时刻t3成为电压目标值Vq_one的方式逐渐变化。在切换期间结束之后不执行PWM控制,因此,在经过时刻t3后,PI控制部122A将电压目标值Vq设定为0。

PI控制部122B执行与PI控制部122A同样的处理来使电压目标值Vd变化。PI控制部122B基于电流差值Id_s来计算电压目标值Vd_pwm和电压目标值Vd_one。电压目标值Vd_pwm相当于执行PWM控制时的电压目标值Vd。

图7是表示切换期间的电压目标值Vd的变化的图。参照图7,在切换控制开始的时刻tl,PI控制部122B将电压目标值Vd设定为电压目标值Vd_pwm。然后,PI控制部122B使电压目标值Vd以在切换期间结束的时刻t3成为电压目标值Vd_one的方式逐渐变化。在切换期间结束之后不执行PWM控制,因此,在经过时刻t3后,PI控制部122B将电压目标值Vd设定为0。

在图6中,电压目标值Vq_pwm比电压目标值Vq_one小,但电压目标值Vq_pwm也可以比电压目标值Vq_one大。另外,PI控制部122A也可以使电压目标值Vq不以线性方式变化而以二次函数或指数函数的方式变化。图7所示的电压目标值Vd_pwm和电压目标值Vd_one也同样。

这样,在切换期间,PI控制部122A、122B使电压目标值Vq、Vd发生变化,由此能够降低在切换期间内切换PWM控制与单脉冲控制时产生的转矩冲击。

(2.2.4.切换期间的单脉冲控制部13的动作)

单脉冲控制部13在切换期间不进行利用转矩指令值TrqRef和转矩估计值TrqFB的反馈控制,而在切换期间结束的定时开始进行反馈控制。下面,详细地进行说明。

(切换期间的动作)

单脉冲控制部13在切换期间输出相位固定的矩形波信号400。具体地说,转矩估计部16在从切换控制部14接收到表示切换控制的执行的控制状态信号St(St=l)的情况下,不计算转矩估计值TrqFB。其结果是,在减法器131中不执行减法处理。减法器131将转矩指令值TrqRef直接作为转矩差值Trq_s输出。此外,如后所述,PI控制部132在切换期间不使用转矩差值Trq_s来计算相位目标值γ1。因而,单脉冲控制部13可以使减法器131停止。

PI控制部132在从切换控制部14接收到表示切换控制的执行的控制状态信号St(St=l)的情况下,无关于转矩差值Trq_s地生成并输出值被设定为零的相位目标值γ1。

初始相位表133在输入了用于指示切换控制的控制状态信号St(St=l)的期间,输出基于转矩指令值TrqRef的初始相位值γ2。向加法器134输入值被设定为零的相位目标值γl和基于转矩指令值TrqRef的初始相位值γ2,因此加法器134输出初始相位值γ2来作为电压相位值γ3。矩形波生成电路135基于电压相位值γ3来生成矩形波信号400。也就是说,在切换期间,电压相位值γ3固定为初始相位值γ2。

(切换期间结束时的动作)

在切换期间结束的定时,切换控制部14将用于指示单脉冲控制的执行的控制状态信号St(St=2)输出到单脉冲控制部13。初始相位表133在输入了用于指示单脉冲控制的执行的控制状态信号St(St=2)的情况下,将与转矩指令值TrqRef对应的初始相位值γ2输出到加法器134。在该时间点,向加法器134输入值被设定为零的相位目标值γ1。因而,在切换期间结束的定时,加法器134将初始相位值γ2直接作为电压相位值γ3输出到矩形波生成电路135。矩形波生成电路135输出基于初始相位值γ2调整了相位的矩形波信号400。

初始相位值γ2为以使交流电动机1能够输出与转矩指令值TrqRef对应的转矩的方式预先计算出的值。在单脉冲控制期间开始的时刻t3,单脉冲控制部13能够生成与转矩指令值TrqRef相应的矩形波信号400,因此能够降低转矩冲击。

转矩估计部16在输入了用于指示单脉冲控制的执行的控制状态信号St(St=2)的情况下,开始输出转矩估计值TrqFB。Pl控制部132在输入了用于指示单脉冲控制的执行的控制状态信号St(St=2)的情况下,使用从转矩指令值TrqRef减去转矩估计值TrqFB而得到的转矩差值Trq_s来计算相位目标值γ1。由此,在单脉冲控制部13中开始闭环控制。具体地说,PI控制部132基于从转矩指令值TrqRef减去转矩估计值TrqFB而得到的转矩差值Trq_s来计算相位目标值γ1。

另外,初始相位表133在输入了用于指示单脉冲控制的执行的控制状态信号St(St=2)的期间,继续输出与转矩指令值TrqRef对应的初始相位值γ2。加法器134通过将初始相位值γ2与相位目标值γ1相加来输出电压相位值γ3。矩形波生成电路135基于电压相位值γ3来生成矩形波信号400。由此,在单脉冲控制开始时,生成只反映了初始相位值γ2的矩形波信号400,之后生成基于反馈控制调整了相位的矩形波信号400。

(变形例)

在上述实施方式中,说明了将切换期间设定为与矩形波信号400的两个周期相应的时间的例子,但不限于此。切换期间既可以为与矩形波信号400的一个周期相应的时间,也可以为三个周期以上的长度。

在切换期间为三个周期以上的情况下,逆变器控制装置10使在各周期中执行的单脉冲控制的期间逐渐延长即可。例如,在切换期间为四个周期的情况下,能够将第一周期的单脉冲控制的执行期间设为30度、将第二周期的单脉冲控制的执行期间设为60度、将第三周期的单脉冲控制的执行期间设为90度、将第四周期的单脉冲控制的执行期间设为120度。

另外,也可以不依赖于矩形波信号400的周期来决定切换期间。切换控制部14可以任意地设定切换期间。

另外,在上述实施方式中,说明了逆变器控制装置10针对U相、V相、W相将切换期间中的执行单脉冲控制的期间分别设定两次以上的例子,但不限定于此。逆变器控制装置10只要通过交替地切换PWM控制与单脉冲控制来将单脉冲控制至少执行一次即可。在该情况下也是,在切换期间,三相交流200的失衡得到缓和,因此能够降低转矩冲击。此外,在切换期间执行了单脉冲控制的情况下,在单脉冲控制之后至少执行一次PWM控制。

另外,在上述实施方式中,说明了切换控制部14在切换期间的前半段将输出矩形波信号UP2的期间设定两次并将输出矩形波信号UP2的期间均设为与相位60度相应的时间的例子,但不限于此。也可以是,使第二次输出矩形波信号UP2的期间比第一次输出矩形波信号UP2的期间长。矩形波信号VP2、WP2也同样。由此,能够使切换期间中输出矩形波信号UP2的期间的比例逐渐增加,因此能够进一步降低转矩冲击。也就是说,切换控制部14在切换期间中的向单脉冲控制的切换为第N(N为2以上的自然数)次的情况下,以使第N次切换后的单脉冲控制的执行期间比第(N-1)次切换后的单脉冲控制的执行期间长的方式来交替地切换PWM控制与单脉冲控制即可。

另外,在上述实施方式中,以交流电动机1为IPM电动机的情况为例进行了说明,但不限于此。交流电动机l也可以为SPM(Surface Permanent Magnet)电动机。即,在驱动利用永磁体的电动机时,能够使用逆变器控制装置10。

在上述实施方式中说明的逆变器控制装置10中,关于各模块,既可以利用LSI等半导体装置分别单独地单芯片化,也可以将一部分或全部包括在内地单芯片化。

此外,在此设为LSI,但根据集成度的不同也可以称作IC、系统LSI、超级LSI、超大LSI。

另外,集成电路化的方法不限于LSI,也可以利用专用电路或通用处理器来实现。在LSI制造后,可以利用可编程的FPGA(Field Programmable Gate Array:现场可编程门阵列)、能够将LSI内部的电路单元的连接、设定重新构成的可重构处理器。

另外,可以利用程序来实现上述各实施方式的各功能模块的处理的一部分或全部。而且,在计算机中,利用中央运算装置(CPU)来进行上述各实施方式的各功能模块的处理的一部分或全部。另外,用于进行各个处理的程序保存在硬盘、ROM等存储装置中,在ROM中执行或者读出到RAM中来执行。或者也可以是,在计算机中,利用数字信号处理器(DSP)来进行上述各实施方式的各功能模块的处理的一部分或全部。

另外,既可以利用硬件来实现上述实施方式的各处理,也可以利用软件(包括与OS(操作系统)、中间件、或规定的程序库一起实现的情况。)来实现上述实施方式的各处理。并且,也可以利用软件和硬件的混合处理来实现。

另外,上述实施方式中的处理方法的执行顺序不必一定限制为上述实施方式的记载,在不脱离发明的主旨的范围内能够更换执行顺序。

使计算机执行前述的方法的计算机程序和记录有该程序的可由计算机读取的记录介质包括在本发明的范围中。在此,作为可由计算机读取的记录介质,例如能够举出软盘、硬盘、CD-ROM、MO、DVD、DVD-ROM、DVD-RAM、大容量DVD、下一代DVD、半导体存储器。

上述计算机程序不限于记录在上述记录介质中,也可以经由电信线路、无线或有线通信线路、以因特网为代表的网络等来进行传输。

以上对本发明的实施方式进行了说明,但上述的实施方式只是用于实施本发明的例示。因而,本发明不限定于上述的实施方式,在不脱离其主旨的范围内能够对上述的实施方式进行适当变形来实施。

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