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电力变换装置的制作专利

来源:未知 编辑:晚一步 时间:2018-07-29

本发明涉及电力变换装置。



背景技术:

在专利文献1中记载了组合有在半导体基体中使用Si(硅)的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor,绝缘栅极型半导体装置、以下适当称为“IGBT”或者“Si-IGBT”)和在半导体基体中使用SiC(碳化硅,金刚砂)的肖特基势垒二极管(以下适当称为“SiC-SBD”)的电力变换装置。

在专利文献1中,公开了如下变换器电路的技术:“[课题]提供一种改善与现有的变换器电路有关的缺点的类型的变换器电路。[解决手段]变换器电路包括至少1个开关设备(5、6)和配置成在设备为关断时导通并且在设备为连通时反向地偏置的二极管。该二极管由碳化硅构成。(参照[摘要])”。

现有技术文献

专利文献1:日本特开2006-149195号公报



技术实现要素:

然而,在上述专利文献1公开的技术中存在如下的课题。

在专利文献1公开的技术的变换器电路(电力变换装置)中,存在当Si-IGBT进行了接通时Si-IGBT和SiC-SBD各自的电压、电流振动(过渡振动)的问题(课题)。

本发明是鉴于上述课题而完成的,其目的在于提供一种能够使用具有高耐压性和低恢复损失的特性的SiC-SBD并且抑制电压、电流的振动(过渡振动)的电力变换装置。

为了解决上述课题而实现本发明的目的,构成为以下那样。

即,本发明的电力变换装置是具备开关元件以及相对所述开关元件串联连接的整流元件的电力变换装置,其特征在于,所述电力变换装置具有对所述开关元件和所述整流元件的连接点连接外部的电气负载的结构,所述开关元件由具有第一栅极端子和第二栅极端子的绝缘栅极型半导体元件构成,所述整流元件由使用碳化硅作为半导体基体的具有肖特基接触的二极管构成,对所述第一栅极端子和所述第二栅极端子分别施加相互不同的驱动信号。

另外,在具体实施方式中说明其它方式。

根据本发明,能够提供一种能够对具有高耐压性和低恢复损失的特性的整流元件使用SiC-SBD并且抑制电压、电流的振动的电力变换装置。

附图说明

图1是示出本发明的第一实施方式的电力变换装置的电路结构例的图。

图2是示出作为比较例的电力变换装置的电路结构例的图。

图3是示出在比较例的电力变换装置中开关元件从截止状态向导通状态切换时的电路各部分的电压、电流波形的图,(a)示出开关元件的Vg,(b)示出开关元件的Vs和电流Is,(c)示出对整流元件施加的Vd和Id。

图4是示出在图2的电力变换装置中开关元件进行接通而图3所示的Is、Vd、Id中产生振动时的等价电路的图。

图5是示意地表示图1所示的具有两个绝缘栅极端子的绝缘栅极型半导体元件的剖面构造的一个例子的图。

图6是示出在本发明的第一实施方式的电力变换装置中开关元件从截止状态向导通状态切换时的电路各部分的电压、电流波形的图,(a)示出开关元件的第一栅电极的Vg1,(b)示出开关元件的第二栅电极的Vg2,(c)示出开关元件的Vs和Is,(d)示出整流元件的Vd和Id。

图7是示意地示出在本发明的第二实施方式的电力变换装置中使用的开关元件的剖面构造的一个例子的图。

图8是示意地示出在本发明的第三实施方式的电力变换装置中使用的开关元件的剖面构造的一个例子的图。

图9是示意地示出在本发明的第四实施方式的电力变换装置中使用的开关元件的平面构造的一个例子的图。

图10是示意地示出在本发明的第五实施方式的电力变换装置中使用的开关元件的平面构造的一个例子的图。

图11是示意地示出在本发明的第六实施方式的电力变换装置中使用的开关元件的平面构造的一个例子的图。

图12是示意地示出在本发明的第七实施方式的电力变换装置中使用的开关元件的平面构造的一个例子的图。

图13是示意地示出在本发明的第八实施方式的电力变换装置中使用的开关元件的剖面构造的一个例子的图。

图14是示意地示出图13所示的本发明的第八实施方式的开关元件的沟槽的延伸方向上的n型源极区域的配置例的图。

图15是示出本发明的第九实施方式的电力变换装置的电路结构例的图。

图16是示出SiC-SBD的剖面构造的一个例子的图。

(符号说明)

100、200、300:电力变换装置;101、201:开关元件;102、202:整流元件;103、203:电气负载(感性负载);104、204:电压源;105、106:栅极端子(绝缘栅极端子);107、108、205、U11、U12、U21、U22、V11、V12、V21、V22、W11、W12、W21、W22:驱动信号源;401:寄生电感;402:接触电容;403:可变电阻;405:电流源;406:理想二极管;501:漂移层(第一导电类型的第一半导体层);502:沟道层(第二导电类型的第二半导体层);503:沟槽;504:导电体;505:绝缘膜;506、507:栅电极(绝缘栅电极);510:集电极层(第二导电类型的第四半导体层);511:发射极电极;512:集电极电极;513:源极区域(第一导电类型的第三半导体层);601:高浓度的n型半导体层;602:低浓度的n型半导体层;603:阳电极;604:p型半导体层;605:阴电极。

具体实施方式

以下,参照附图,适当地说明用于实施本发明的方式(以下记载为“实施方式”)。

《第一实施方式:其一》

参照图1、图5、图6,说明本发明的第一实施方式的电力变换装置。

图1是示出本发明的第一实施方式的电力变换装置的电路结构例的图。

在图1中,电力变换装置100具备开关元件(IGBT)101和整流元件(SiC-SBD)102,该开关元件101具有第一栅极端子(绝缘栅极端子)105和第二栅极端子106。

另外,电力变换装置100构成为从电压源104供给电力,开关元件101高速地重复进行接通、断开,从而控制对与整流元件102并联连接的电气负载(感性负载)103供给的电力。

此外,电气负载(感性负载)103例如是作为感性负载的马达(电动机)。

在说明图1所示的电力变换装置100的详细的结构和动作以及效果之前,为了有助于理解本发明的目的和效果,先说明图2所示的比较例的结构和问题。

之后,再返回到图1,详细说明本发明的第一实施方式的电力变换装置。

<比较例>

如上所述,为了有助于理解本发明的目的和效果,通过说明比较例的电力变换装置的结构和动作来说明发生电压、电流的振动的原因。

图2是示出作为比较例的电力变换装置的电路结构例的图。

在图2中,作为比较例的电力变换装置200具备开关元件201和整流元件202,从电压源204供给直流电压(电力)。

电力变换装置200通过开关元件201高速地重复进行接通、断开,控制对与整流元件202并联连接的感性负载203供给的电力。

图2的电力变换装置200对整流元件202使用SiC-SBD。

整流元件202的SiC-SBD通过使用SiC作为半导体基体,与使用Si作为半导体基体的Si-pn二极管相比具有高耐压,能够以约1/10的厚度实现相同耐压的元件,其结果是能够减少整流元件202的导通损失。

因此,电力变换装置200通过使用SiC-SBD,与对整流元件202使用Si-pn二极管作为半导体基体的情况相比,能够抑制在开关元件201进行接通时在整流元件202中产生的恢复电流。其结果,能够减少整流元件202的恢复损失和开关元件201的接通损失。

另外,图2的电力变换装置对开关元件201使用Si-IGBT。

开关元件201的栅极端子与驱动信号源205连接。由于驱动信号源205的发生的电压,以开关元件201的发射极端子的电位为基准的栅极端子的电位Vg发生变化。

在电位(电压)Vg小于作为开关元件201固有的电压值的阈值电压Vth时,开关元件201成为截止状态,其集电极端子-发射极端子之间的电阻值大。

另一方面,在电位Vg大于阈值电压Vth时,开关元件201为导通状态,其集电极端子-发射极端子之间的电阻值小。

《比较例的电力变换装置的各部分的电压、电流波形》

图3是示出在图2的比较例的电力变换装置200中开关元件201从截止状态向导通状态切换时的电路各部分的电压、电流波形的图,图3的(a)示出开关元件201的栅极的电位Vg,图3的(b)示出开关元件201的集电极电位(电压)Vs和流过的电流Is,图3的(c)示出对整流元件202施加的电压Vd和流过的电流Id。

另外,在图3的(a)、(b)、(c)中,纵轴示出电压(电位)或者电流,横轴示出时刻或者时间(t)的推移。

在时刻t0,如图3的(a)所示,开关元件201(图2)的栅极的电位Vg等于比阈值电压Vth小的值Voff。即,开关元件201为截止状态。

因此,在开关元件201中流过的电流Is如图3的(b)所示大致为零,开关元件201保持的电压Vs大致等于电源电压Vcc。

另外,在时刻t0,在感性负载203中流过的电流I0经由整流元件202而环流,所以在整流元件202中流过的电流Id如图3的(c)所示大致等于I0,整流元件202保持的电压Vd大致为零。

在时刻t1处,如图3的(a)所示,开关元件201的栅极的电位Vg从Voff切换到比Vth大的值Von。

响应于此,有少许的时间差,但开关元件201从截止状态向导通状态转移(即进行接通),集电极端子-发射极端子之间从高电阻向低电阻变化。

其结果,如图3的(b)所示,随着开关元件201的集电极电位(电压)Vs减少,电流Is增加。

另一方面,整流元件202响应于开关元件201的接通从正向偏置状态向反向偏置状态变化(即恢复),如图3的(c)所示,随着整流元件202保持的电压Vd增加,电流Id减少。

如图3的(b)、(c)所示,开关元件201进行接通,整流元件202恢复时,大的振动分量过渡性地重叠在Is、Vd、Id。

有时由于该Is、Vd、Id的波形振动,例如产生超过元件的耐压的电压而元件被破坏。

或者,有时波形振动引起感应干扰而妨碍图2的电力变换装置200自身或者位于图2的电力变换装置200附近的其它电气设备的正常动作。基于以上的原因,不期望如图3所示的波形振动。

《波形振动的原因》

接下来,参照图4,说明产生上述波形振动的原因。

图4是示出在图2的电力变换装置中开关元件201进行接通而图3所示的Is、Vd、Id中产生振动时的等价电路的图。

在图4中,可变电阻403表示开关元件201(图2)。即,开关元件201的接通在图4中由可变电阻403的电阻值从高电阻向低电阻变化来表示。

另外,在图4中,接触电容402和理想二极管406的并联电路表示整流元件202(图2)。该接触电容402表示整流元件202在反向偏置状态中具有的接触电容。

另外,在图4中,电流源405将在感性负载203(图2)中流过的电流I0视为固定值而表示。此外,由于如果假设感性负载203的电感充分大于后述的寄生电感401则电流I0能够视为固定值,所以能够标记为电流源405。

另外,在图4中,与电压源204串联连接有寄生电感401。虽然在图2中未图示,但在实际的电力变换装置中主要电气布线具有有限的体积,所以不可避地存在该寄生电感401。

实际的寄生电感在电路整体中分布地存在,但在图4中寄生电感401代表它们而表示。

如图4所示,可变电阻403、接触电容402、寄生电感401形成了串联电路,取决于条件,在接触电容402与寄生电感401之间产生谐振,电压、电流发生振动。

如上所述,可变电阻403的电阻值响应于开关元件201的接通从高电阻向低电阻变化。

此时,在变化的速度快的情况下,无法由可变电阻403立即消耗在寄生电感401和接触电容402中过渡性地积蓄的振动能量,电压和电流发生振动(过渡振动)。

即,振动能量一边在寄生电感401与接触电容402之间重复进行了传递一边逐渐被可变电阻403消耗。

另一方面,在变化的速度慢的情况下,在寄生电感401和接触电容402中过渡性地积蓄的振动能量逐渐被可变电阻403消耗而不发生振动。

以上,为了避免在开关元件201的接通时产生波形振动,使开关元件201的电阻值的变化速度变慢是有效的。

但是,在开关元件201(图2)进行接通时,随着开关元件201的电阻值降低,在开关元件201中流过的电流Is增加(图3的(b))。由此,能够利用在开关元件201中流过的电流Is的变化率dI/dt即dIS/dt,评价开关元件201的电阻值的变化速度。

开关元件201是Si-IGBT,是其一部分具备MOS构造的绝缘栅极端子的有源半导体元件。

这样,由于IGBT具有MOS构造,所以利用开关元件201的跨导gm与栅极电压(电位)Vg的时间变化率dVg/dt之积来表示开关元件201的电流变化率dI/dt。

由此可知,为了减小dI/dt,只要减小开关元件201的跨导gm即可。

综合以上,得出以下结论:在图2所示的电力变换装置200中,为了避免在开关元件201的接通时产生波形振动,减小开关元件201的跨导gm是有效的。

本发明鉴于该结论,具体地提出了能够减小跨导gm的开关元件的构造和驱动方法,其特征在于提供一种对整流元件使用SiC-SBD并且使波形振动不产生的电力变换装置。

《第一实施方式:其二》

返回到本发明的第一实施方式的说明。参照图1、图5、图6,详细说明第一实施方式的电力变换装置。

<电力变换装置的电路结构>

如上所述,图1是示出本发明的第一实施方式的电力变换装置的结构例的图。

在图1中,电力变换装置100构成为具备具有第一栅极端子105和第二栅极端子106的开关元件(IGBT)101以及作为具有肖特基接触的二极管的整流元件(例如SiC-肖特基势垒二极管(SiC-SBD))102,并且连接外部的电气负载(例如感性负载)103。

开关元件101和整流元件102相互串联连接,其两端与电压源104连接。另外,开关元件101和整流元件102的连接点与电气负载(感性负载)103连接。

另外,电力变换装置100构成为从上述电压源104供给电力,开关元件101高速地重复进行接通、断开,从而控制对电气负载(感性负载)103供给的电力。

此外,虽然记载为“电气负载(感性负载)103”,但其表示:虽然作为从外部连接到本发明的电力变换装置的电气负载103而合适的一个例子是马达(电动机)等感性负载,但本发明不限定于作为电气负载103而连接感性负载的结构,连接有包含感性分量的其它电气负载(例如或多或少包含感性分量的电阻负载)的结构也包含于本发明的范围内。

另外,图1中的开关元件101由绝缘栅极型半导体元件(IGBT)构成,具备第一栅极端子105和第二栅极端子106,分别通过不同的单独的驱动信号源107、108而被驱动。

基于驱动信号源107、108的发生的电压,以开关元件101的发射极端子的电位为基准的第一栅极端子的电位Vg1和以开关元件101的发射极端子的电位为基准的第二栅极端子的电位Vg2分别变化。

在第一栅极端子的电位Vg1小于作为开关元件101固有的电压值的第一阈值电压Vth1且第二栅极端子的电位Vg2小于作为开关元件101固有的电压值的第二阈值电压Vth2时,开关元件101成为截止状态(后述的图6中的t0~t1)。

另外,在第一栅极端子的电位Vg1大于Vth1且第二栅极端子的电位Vg2小于Vth2时,开关元件101成为第一导通状态(后述的图6中的t1~t2)。

另外,在第一栅极端子的电位Vg1大于Vth1且第二栅极端子的电位Vg2大于Vth2时,开关元件101成为第二导通状态(后述的图6中的t2以后)。

<具有两个栅极端子的IGBT的剖面构造>

图5是示意地表示图1所示的具有两个栅极端子(绝缘栅极端子)的绝缘栅极型半导体元件(IGBT)101的剖面构造的一个例子的图。

在图5中,在由n型(第一导电类型)半导体形成的漂移(drift)层501(第一半导体层)的一方(纸面的上方)的面(第一表面),形成有p型(第二导电类型)的沟道层502(第二半导体层),在另一方(纸面的下方)的面(第二表面),形成有p型的集电极层510(第四半导体层)。

形成有多个沟槽503,其具有从沟道层502的不与漂移层501相接的一侧的表面贯通沟道层502到达至漂移层501的槽构造。

此外,如图5所示,沟槽503的宽度为tW,与相邻的沟槽503之间的间隔为tS。

在沟槽503,形成有构成为包括在沟槽503的内侧形成的导电体504以及在导电体504的周围形成的绝缘膜505的栅电极(绝缘栅电极)506、507。

在p型的沟道层502的不与漂移层501相接的一侧的表面,与绝缘膜505相邻地,岛状地形成有n型的源极区域513(第三半导体层)。

在p型的沟道层502的不与漂移层501相接的一侧的表面和n型的源极区域513的表面,分别由导电体形成了发射极电极511。

在p型的集电极层510的不与漂移层501相接的一侧的表面,形成有集电极电极512。

另外,在图5中,示意地标记了第一栅极端子105和第二栅极端子106。

另外,第一栅极端子105和第二栅极端子106分别与多个栅电极506、507连接。即,与第一栅极端子105连接的是第一栅电极506,与第二栅极端子106连接的是第二栅电极507。

在图5中,示意地标记了第一栅极端子105和第一栅电极506的连接以及第二栅极端子106和第二栅电极507的连接。

利用后述的图9再来说明这些第一栅极端子105和第一栅电极506的连接以及第二栅极端子106和第二栅电极507的连接的实际构造。

此外,为了使第一栅极端子105与第一栅电极506的连接以及连接第二栅极端子106与第二栅电极507的导电体和发射极电极511电分离,绝缘膜505被形成至在图5中标记有发射极电极511的高度(纸面的上方)。

另外,从图5中的I-I的剖面观察漂移层501的一方(纸面的下方)的俯视图的一个例子相当于后述的图9。

《第一实施方式的电力变换装置的各部分的电压、电流波形》

图6是示出在本发明的第一实施方式的电力变换装置中开关元件101(图1)从截止状态向导通状态切换时的电路各部分的电压、电流波形的图,图6的(a)示出开关元件101的第一栅电极506(第一栅极端子105)的电位Vg1,图6的(b)示出开关元件101的第二栅电极507(第二栅极端子106)的电位Vg2,图6的(c)示出开关元件101的集电极电位(电压)Vs和流过的电流Is,图6的(d)示出对整流元件102施加的电压Vd和流过的电流Id。

另外,在图6的(a)、(b)、(c)、(d)中,纵轴表示电压(电位)或者电流,横轴表示时刻或者时间(t)的推移。

在时刻t0,如图6的(a)、(b)所示,第一栅电极506的电位Vg1等于比第一阈值电压Vth1小的值Voff1且第二栅电极507的电位Vg2等于比第二阈值电压Vth2小的值Voff2。

即,开关元件101(图1)为截止状态。因此,如图6的(c)所示,在开关元件101中流过的电流Is大致为零,开关元件101保持的电压Vs大致等于电源电压Vcc。

另外,在时刻t0,在感性负载103中流过的电流I0经由整流元件102而环流,所以如图6的(d)所示,在整流元件102中流过的电流Id大致等于I0,整流元件102保持的电压Vd大致为零。

在时刻t1,如图6的(a)、(b)所示,第一栅电极506的电位Vg1从Voff1切换到比第一阈值电压Vth1大的值Von1。响应于此,开关元件101从截止状态向第一导通状态转移(进行接通)。

其结果,如图6的(c)所示,随着电压Vs减少,电流Is增加。

另一方面,如图6的(d)所示,整流元件102响应于开关元件101的接通从正向偏置状态向反向偏置状态转移(恢复),随着电压Vd增加,电流Id减少。

在时刻t2,如图6的(c)所示,开关元件101和整流元件102的电压、电流的过渡性的变化已经结束。即,开关元件101为第一导通状态,在感性负载103中流过的电流I0经由开关元件101流过,所以电流Is大致等于I0,电压Vs大致为零。

另外,如图6的(d)所示,整流元件102为反向偏置状态,所以电流Id大致为零,电压Vd大致等于电源电压Vcc。

另外,如图6的(b)所示,在该状态中第二栅电极506(第二栅极端子106)的电位Vg2从Voff2切换到比第二阈值电压Vth2大的值Von2。响应于此,开关元件101从第一导通状态向第二导通状态转移。

《在第一实施方式的电力变换装置中不产生波形振动的原因》

如以上叙述,在图6所示的开关元件101从截止状态向导通状态切换的过程中,大的振动分量未重叠在Is、Vd、Id。

在本发明的第一实施例的电力变换装置中这样不产生波形振动的原因如以下说明那样。

如图5所示,在开关元件101(图1)中,仅作为形成于开关元件101的多个栅电极的一部分的第一栅电极506与第一栅极端子105连接。

因此,在开关元件101处于第一导通状态时,仅在包含于p型的沟道层502且第一栅电极506附近的区域,形成反转层,另一方面,在包含于p型的沟道层502且第二栅电极507附近的区域,不形成反转层。

例如,在第一栅电极506的数量和第二栅电极507的数量之比是1:1的情况下,在开关元件101处于第一导通状态时形成的反转层的电流流过的面积为在开关元件101处于第二导通状态时形成的反转层的电流流过的面积的一半。

在开关元件101处于第一导通状态时,从与反转层相连的n型的源极区域513(图5),电子经由反转层注入到n型的漂移层501。

于是,响应于该电子,空穴从p型的集电极层510注入到n型的漂移层501。

这样一来,注入到n型的漂移层501的电子和空穴成为载流子,开关元件101导通。

但是,如上所述,在开关元件101为第一导通状态时形成的反转层的面积小于在开关元件101处于第二导通状态时形成的反转层的面积,所以其结果是在开关元件101为第一导通状态时流过的电流与在开关元件101为第二导通状态时流过的电流相比变少。

即,开关元件101从截止状态向第一导通状态转移时的跨导gm1比开关元件101从截止状态向第二导通状态转移时的跨导gm2小。

因此,通过本发明的第一实施方式的电力变换装置,能够对整流元件102使用SiC-SBD并且抑制电压、电流的振动。

此外,在时刻t2开关元件101和整流元件102的电压、电流的过渡性的变化已经结束,所以即使在该时间点使开关元件101从第一导通状态向第二导通状态转移,也不产生波形振动。

另一方面,第二导通状态与第一导通状态相比,注入到n型的漂移层501的载流子的量多,结果是开关元件101的导通电压小。

因此,根据减少开关元件101的导通损失的观点,期望如果在时刻t1使开关元件101从截止状态转移到第一导通状态之后电压、电流的过渡变化结束,则使其迅速地向第二导通状态转移。

<第一实施方式的效果>

以上,第一实施方式的电力变换装置100为能够对具有高耐压性和低恢复损失的特性的整流元件102使用SiC-SBD并且抑制电压、电流的振动(过渡振动)的电力变换装置。

也就是具有高耐压性和低电力损失的特性的电力变换装置。

《第二实施方式》

参照图7,说明本发明的第二实施方式的电力变换装置。

图7是示意地示出在本发明的第二实施方式的电力变换装置中使用的开关元件101(图1)的剖面构造的一个例子的图。

在图7中,多个沟槽503被形成为相互相邻的每两个沟槽的组。另外,将隔有n型的源极区域513相互相邻的两个沟槽503的对标记为“属于相同组”。

隔有n型的源极区域513而属于相同组的两个沟槽的间隔(tS1)小于分别属于相互相邻的沟槽的组且不属于相同组而相互相邻的两个沟槽的间隔(tS2)。

另外,在属于相同组的两个沟槽,一方形成有第一栅电极506,另外另一方形成有第二栅电极507。

另外,如上所述,n型的源极区域513形成于属于相同组的两个沟槽之间。

分别属于相互相邻的沟槽的组且相互相邻的两个沟槽之间的p型的沟道层502的表面被绝缘膜505覆盖。

另外,从图7中的II-II的剖面观察漂移层501的一方(纸面的下方)的俯视图的一个例子相当于后述的图10。

此外,其它要素以及结构与图5相同,所以省略重复的说明。

图7所示的第二实施方式的开关元件的构造具有减小开关元件101(图1)的导通电压的效果。

其原因是由于图7中的p型的沟道层502和发射极电极511的接触面积与图5所示的第一实施方式相比小。具体而言,图5中多个部位的间隔tS相同,相对于此,图7中为间隔tS1<间隔tS2。

即,在导通时从p型的集电极层510注入到n型的漂移层501的空穴经由p型的沟道层502向发射极电极511被排出。此时,在图7所示的构造中,p型的沟道层502和发射极电极511的接触面积与图5相比小,所以空穴难以被排出,在n型的漂移层501中积蓄的空穴的密度变高。其结果,对电流的移动贡献的载流子变多,等价电阻变小,能够减小导通电压。

《第三实施方式》

参照图8,说明本发明的第三实施方式的电力变换装置。

图8是示意地示出在本发明的第三实施方式的电力变换装置中使用的开关元件101(图1)的剖面构造的一个例子的图。

图8所示的构造是通过插入如下工序而实现的:在形成沟槽503之后形成导电体504,利用各向异性选择性地使沟槽503的侧面残留而去除该导电体504。

在图8中,构成为位于沟槽503的外部且在相邻的沟槽503之间形成n型的源极区域513和沟道层502,为在沟槽503的内部形成的栅电极506、507所控制。

另外,在图8中,沟槽503的宽度(tWB)宽于与相邻的沟槽的间隔(tSB)。

针对该宽幅的沟槽503之一,如上所述,形成为第一栅电极506和第二栅电极507逐个地分别与沟槽503的不同的侧壁相接。

另外,第一栅电极506与第二栅电极507之间的沟槽底部被绝缘膜505覆盖。

在本(第三)实施方式中,如上所述,也有(tSB<tWB)的关系,与第二实施方式同样地,p型的沟道层502和发射极电极511的接触面积小,所以能够得到导通电压变小的效果。

进而,在本(第三)实施方式中,包含于栅电极506、507的导电体504与包括n型的漂移层501、p型的沟道层502、n型的源极区域513的半导体层对置的面积小。其结果,能够得到栅极端子(105、106)的针对沟道层502以及源极区域513的反馈电容变小的效果。

《第四实施方式》

参照图9,说明本发明的第四实施方式的电力变换装置。

图9是示意地示出在本发明的第四实施方式的电力变换装置中使用的开关元件101(图1)的平面构造的一个例子的图。

更详细而言,图9相当于沿从图5中的I-I的剖面观察漂移层501的一方(沟槽的深度方向、纸面的下方)的平面方向来观察具备图5所示的剖面构造的开关元件101的示意图。

通过图9,将与沟槽的宽度方向正交的方向称为纵深方向(图5中的纸面的这边到纵深的方向)或者延伸方向,示出沟槽503的延伸方向(纵深方向)上的n型的源极区域513的配置。

在图9中,在沟槽503的延伸方向上,断续地重复配置有n型的源极区域513。

在沟槽503的延伸方向上,将n型的源极区域513的长度相对包括n型的源极区域513的p型的沟道层502的重复单位的长度之比定义为断续比。

但是,在图9中,与第一栅电极506(第一栅极端子105)相邻的n型的源极区域513的断续比不同于与第二栅电极507(第二栅极端子106)相邻的n型的源极区域513的断续比。

将与第一栅电极506(第一栅极端子105)相邻的n型的源极区域513(第三半导体层)的纵深方向的长度设为a1。另外,将包括n型的源极区域513(第三半导体层)的p型的沟道层502(第二半导体层)的纵深方向的重复单位的长度设为b1。此时,与第一栅电极506(第一栅极端子105)相邻的n型的源极区域513的断续比是(a1/b1)。

另外,将与第二栅电极507(第二栅极端子106)相邻的n型的源极区域513(第三半导体层)的纵深方向的长度设为a2。另外,将包括n型的源极区域513(第三半导体层)的p型的沟道层502(第二半导体层)的纵深方向的重复单位的长度设为b2。此时,与第二栅电极507(第二栅极端子106)相邻的n型的源极区域513的断续比是(a2/b2)。

在图9中,(a1/b1)与(a2/b2)不同,是小的。

通过该图9的构造,本(第四)实施方式相比于第一实施方式至第三实施方式,能够得到更难以引起电压、电流的振动(过渡振动)的效果。

即,在本(第四)实施方式的开关元件101中,由于与第一栅电极506相邻的n型的源极区域513的断续比小,所以开关元件101成为第一导通状态时的电子的注入量进一步变小(相比于a1/b1=a2/b2的情况)。

其结果,开关元件101从截止状态向第一导通状态转移时的跨导gm更小而难以振动(过渡振动)。

《第五实施方式》

参照图10,说明本发明的第五实施方式的电力变换装置。

图10是示意地示出在本发明的第五实施方式的电力变换装置中使用的开关元件101(图1)的平面构造的一个例子的图。

更详细而言,图10相当于针对具备图7所示的剖面构造的开关元件101从图7中的II-II的剖面观察漂移层501的一方(纸面的下方)而得到的示意图。通过图10,示出了沟槽503的延伸方向(图7中的纸面的这边到纵深的方向)上的n型的源极区域513的配置。

在图10中,断续地重复配置有沟槽503的延伸方向(纵深方向)上的n型的源极区域513。

在图10中,也将与第一栅电极506(第一栅极端子105)相邻的n型的源极区域513的纵深方向的长度设为a1。另外,将包括n型的源极区域513的p型的沟道层502的纵深方向的重复单位的长度设为b1。此时,与第一栅电极506(第一栅极端子105)相邻的n型的源极区域513的断续比是(a1/b1)。

另外,将与第二栅电极507(第二栅极端子106)相邻的n型的源极区域513的纵深方向的长度设为a2。另外,将包括n型的源极区域513的p型的沟道层502的重复单位的长度设为b2。此时,与第二栅电极507(第二栅极端子106)相邻的n型的源极区域513的断续比是(a2/b2)。

在图10中,(a1/b1)小于(a2/b2)。

以上,图10所示的第五实施方式能够得到与图9所示的第四实施方式同样的效果。省略重复的说明。

《第六实施方式》

参照图11,说明本发明的第六实施方式的电力变换装置。

图11是示意地示出在本发明的第六实施方式的电力变换装置中使用的开关元件101(图1)的平面构造的一个例子的图。

更详细而言,图11相当于针对具备图8所示的剖面构造的开关元件101从图8中的III-III的剖面观察漂移层501的一方(沟槽的深度方向、纸面的下方)而得到的示意图。

通过图11,将与沟槽的宽度方向正交的方向称为纵深方向(图8中的纸面的这边到纵深的方向)或者延伸方向,示出了沟槽503的延伸方向(纵深方向)上的n型的源极区域513的配置。

在图11中,在沟槽503的延伸方向上断续地重复配置有n型的源极区域513。

在图11中,也将与第一栅电极506(第一栅极端子105)相邻的n型的源极区域513的纵深方向的长度设为a1。另外,将包括n型的源极区域513的p型的沟道层502的纵深方向的重复单位的长度设为b1。此时,与第一栅电极506(第一栅极端子105)相邻的n型的源极区域513的断续比是(a1/b1)。

另外,将与第二栅电极507(第二栅极端子106)相邻的n型的源极区域513的纵深方向的长度设为a2。另外,将包括n型的源极区域513的p型的沟道层502的纵深方向的重复单位的长度设为b2。此时,与第二栅电极507(第二栅极端子106)相邻的n型的源极区域513的断续比是(a2/b2)。

图11中,(a1/b1)小于(a2/b2)。

以上,图11所示的第六实施方式能够得到与图9所示的第四实施方式同样的效果。省略重复的说明。

《第七实施方式》

参照图12,说明本发明的第七实施方式的电力变换装置。

图12是示意地示出在本发明的第七实施方式的电力变换装置中使用的开关元件101(图1)的平面构造的一个例子的图。

图12所示的第七实施方式是与第二栅电极507相邻的n型的源极区域513的断续比等于1的情况的一个例子。

即,在沟槽503的延伸方向上连续地配置有与第二栅电极507相邻的n型的源极区域513。

即使在与第二栅电极507相邻的n型的源极区域513的断续比等于1的情况下,也能够维持作为本(第七)实施方式的特征的电压、电流的振动抑制效果并且增加开关元件101为第二导通状态时的电子注入量来减少导通损失。

此外,省略与第四实施方式至第六实施方式重复的说明。

《第八实施方式》

参照图13、图14,说明本发明的第八实施方式的电力变换装置。

图13是示意地示出在本发明的第八实施方式的电力变换装置中使用的开关元件101(图1)的剖面构造的一个例子的图。

在图13所示的第八实施方式中,在第一栅电极506和第二栅电极507的配置中具有特征。即,以与一个宽幅的沟槽503的左右的侧壁相接的方式形成有两个第一栅电极506,以与和它相邻的宽幅的沟槽503的左右的侧壁相接的方式形成有两个第二栅电极507。

图14示出从图13中的IV-IV的剖面观察漂移层501的一方(纸面的下方)的俯视图。

图14是示意地示出图13所示的本发明的第八实施方式的开关元件101(图1)的、沟槽503的延伸方向上的n型的源极区域513的配置例的图。

第八实施方式的图13与图8相比,仅从第一栅极端子105和第二栅极端子106向栅电极506、507的连接方法不同,其它结构大致相同。因此,导通电压变小、栅极端子的反馈电容变小的效果与图8的第三实施方式相同。

接下来,说明第八实施方式与第三实施方式不同点以及不同效果。

在第八实施方式的图13、图14中,第一栅极端子105与一个沟槽503中的两个栅电极相互连接。另外,同样地第二栅极端子106与一个沟槽503中的两个栅电极相互连接。

在该构造中,一个沟槽503中的两个栅电极的导电体504原本形成为一个导电体,之后通过蚀刻而被分割。因此,如图13、图14所示,一个沟槽503中的两个栅电极被相互连接的构造是在制造工序中制作容易的恰当的构造。

另外,通过如图13、图14那样配置栅电极506、507,开关元件101关于其重复构造的基本单位而成为镜像对称,具有相对制造上的掩模偏移而强健的效果。

《第九实施方式》

参照图15,说明本发明的第九实施方式的电力变换装置。

图15是示出本发明的第九实施方式的电力变换装置的电路结构例的图。

图15所示的第九实施方式的电力变换装置300是作为用于驱动三相交流马达152的逆变器而构成电力变换装置的装置。

在图15中,电力变换装置300构成为具备图1所示的电力变换装置100U1、100U2、100V1、100V2、100W1、100W2。

分别串联连接的电力变换装置100U1、电力变换装置100U2、电力变换装置100V1、电力变换装置100V2、电力变换装置100W1以及电力变换装置100W2与直流的电压源151连接。

关于电力变换装置100U1、100U2,以从其连接点输出三相交流的U相的方式,通过驱动信号源U11、U12控制电力变换装置100U1,通过驱动信号源U21、U22控制电力变换装置100U2。

此外,按驱动信号源U11、U12的两个信号控制电力变换装置100U1的原因与在图1的第一实施方式中说明的原因相同。另外,按驱动信号源U21、U22的两个信号控制电力变换装置100U2的原因也相同。

关于电力变换装置100V1、100V2,以从其连接点输出三相交流的V相的方式,通过驱动信号源V11、V12控制电力变换装置100V1,通过驱动信号源V21、V22控制电力变换装置100V2。

关于电力变换装置100W1、100W2,以从其连接点输出三相交流的W相的方式,通过驱动信号源W11、W12控制电力变换装置100W1,通过驱动信号源W21、W22控制电力变换装置100W2。

通过以上的结构,电力变换装置300起到将电压源151的直流电压(电力)变换为U相、V相、W相的三相交流电压(电力)的逆变器的功能,驱动三相交流马达152。

在电力变换装置300中,电力变换装置100U1、100U2、100V1、100V2、100W1、100W2是对具有高耐压性和低恢复损失的特性的整流元件使用SiC-SBD并且能够抑制电压、电流的振动的电力变换装置,所以由它们构成的电力变换装置300为具有高耐压性并且电力损失少的逆变器。

<SiC-SBD的构造例>

在本发明的实施方式中用于整流元件的SiC-SBD的构造存在多种,以下示出一个例子。

图16是示出SiC-SBD的剖面构造的一个例子的图。

在图16中,在高浓度的n型半导体层601的第一表面,形成有低浓度的n型半导体层602。

在低浓度的n型半导体层602的表面,选择性地形成有p型半导体层604。

在高浓度的n型半导体层601的第二表面,形成有具有欧姆接触的阴电极605,另外在低浓度的n型半导体层602和p型半导体层604的表面,形成有具有肖特基接触的阳电极603。

此外,SiC用于形成高浓度的n型半导体层601、低浓度的n型半导体层602、p型半导体层604的半导体基体(基板)。

《其它实施方式》

以上,根据上述各实施方式具体地说明了本发明,但本发明不限定于上述各实施方式,能够在不脱离其要旨的范围内进行各种变更,还能够对某个实施方式的结构添加其它实施方式的结构。另外,能够对各实施方式的结构的一部分进行其它结构的追加、删除、置换。

以下,进一步说明其它实施方式、变形例。

《开关元件的构造》

作为开关元件101的构造,在图5、图7~图14中以沟槽构造进行了说明,但不限定于沟槽构造。例如也可以是平面(Planar)构造。

《开关元件的半导体基体的导电类型》

作为开关元件101的构造,在图5、图7、图8中,将从半导体基体形成的漂移层501说明为n型的半导体层,但不限定于n型。也可以利用p型的半导体层形成。在该漂移层501是p型的半导体层的情况下,沟道层502、集电极层510使用n型的半导体层。

《开关元件的IGBT的种类》

作为本发明的第一实施方式的开关元件101的构造,简单地说明为绝缘栅极型半导体元件(IGBT),但代表为漂移层501的半导体基体(基板)既可以由Si形成、或者也可以由SiC形成。

《开关元件的栅极端子的数量》

关于开关元件的栅极端子的数量,在图1中说明了2个的情况,但也可以是3个以上。

《电力变换装置的电路结构》

作为电力变换装置的应用例,示出了图15所示的从直流电压(电力)向三相交流电压(电力)变换的逆变器的例子,但不限定于逆变器。

例如,也可以在从交流电压(电力)向直流电压(电力)变换的转换器、组合它们而得到的从交流电压(电力)向电压和频率不同的交流电压(电力)变换的电力变换装置中具备图1的电力变换装置。

另外,也可以在并非三相而从直流电压(电力)向单相交流电压(电力)变换的电力变换装置中具备图1的电力变换装置。

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